LLC諧振全橋DCDC變換器設計修改

1、LLC諧振全橋DC/DC變換器設計摘要：電力電子變壓器(PET)作為一種新型變壓器除了擁有傳統(tǒng)變壓器的功能外，還具備解決傳統(tǒng)變壓器價格高、體積龐大、空載損耗嚴重、控制不靈活等問題的能力，值得深入研究。PET的DC-DC變換器是影響工作效率和裝置體積重量的重要部分，本文以PET中DC-DC變換器為主要研究對象，根據(jù)給出的指標，對全橋LLC諧振變換器的主電路進行了詳細的設計，主要有諧振參數(shù)的設計，利用磁集成思想，設計磁集成變壓器，可以大大減小變換器的體積和重量，并在參數(shù)設計的基礎上完成器件的選型。此外，根據(jù)給出的參數(shù)，計算出各部分損耗，進而計算出效率，結果滿足設計效率的要求。利用PEmag和Max

2、well仿真軟件設計磁集成變壓器，驗證磁集成變壓器參數(shù)。運用Matlab/simulink對PET中的DC-DC變換器模型進行仿真分析，并在實驗樣機上進行實驗研究，實驗結果驗證了DC-DC變換器的理論研究和設計方法的正確性及有效性。關鍵詞：電力電子變壓器；LLC諧振變換器；損耗分析；磁集成變壓器中圖分類號：TD62文獻標識碼：A文章編號：DesignofLLCresonantfullbridgeDC/DCconverterAbstract:ThePowerElectronicTransformer(PET)asanewpowertransformer,notonlyhasthefunction

3、softraditionaltransformers,butalsohastheabilitytosolvetheproblemsoftraditionalpowertransformersthatthehighprice,hugevolume,prodigiousno-loadlossandinflexiblecontrol,anditisworthin-depthstudy.TheDC-DCconverterofPETisanimportantpartofaffectingworkefficiency,volumeandweightofthedevice.Thispaperstudiest

4、heDC-DCconvertermainly,then,accordingtogivenindexes,maincircuitoffull-bridgeLLCresonantconverterisdesignedindetail,includingthedesignofresonantparameters.Andthemagneticintegratedtransformerisdesignedwiththeideaofmagneticintegration,whichgreatlyreducestheconvertervolume,andtheselectionofdevicesiscomp

5、letedonthebasisofparametersdesign.Inaddition,accordingtothegivenparameters,lossesofeachpartandtheefficiencyarecalculated.Theresultsmeettheefficiencyrequirementsofdesign.PEmagandMaxwellsimulationsoftwareareusedtodesignmagneticintegratedtransformer,andverifiedthemagneticintegratedtransformerparameters

6、.Matlab/simulinkisusedtosimulateandanalyzetheDC-DCconverterperformanceofPET.Aprototypeoffull-bridgeLLCresonantconverterisdevelopedandsystemtestplatformisbuiltaccordingtothetheoreticalresearchandsimulationresults.ThecorrectnessandeffectivenessoftheoreticalresearchanddesignmethodsoftheDC-DCconverterar

7、everifiedbyanalyzingthewaveformsofthetest.Keywords:powerelectronictransformer;LLCresonantconverter;lossanalysis;magneticintegratedtransformer煤礦井下存在著各種電壓等級的電源以及電氣設備，供電系統(tǒng)十分復雜。為了滿足不同電壓等級的要求11,目前井下常用傳統(tǒng)電力變壓器來進行變壓和能量傳遞。這種變壓器制作工藝簡單、可靠性高，但是其價格高、體積龐大、空載損耗嚴重、控制不靈活，而且，如果出現(xiàn)電壓不平衡、諧波、閃變等現(xiàn)象，無法維護電力設備的正常工作2。所以，現(xiàn)在亟待解

8、決的問題是如何保證電氣設備在安全工作的情況下，給用戶供應可靠穩(wěn)定的電能3。電力電子變壓器(PET)應運而生，它除了擁有傳統(tǒng)變壓器的功能外，還具備解決上述難題的能力，作為一種新型變壓器，近年來成為國內外學者研究的熱門問題4-9。LLC拓撲，作為一種雙端諧振拓撲，已經(jīng)在許多DC/DC功率變換方案中得到應用，但在PET上的應用尚未廣泛。本研究將依據(jù)LLC全橋DC/DC變換器的原理設計一款PET,利用LLC諧振變換器本身的諸多優(yōu)勢達到提高PET效率的目的。1LLC諧振全橋變換器的工作原理1.1電路結構介紹LLC諧振全橋變換器主電路拓撲如圖1所示。在工作過程中，勵磁電感Lm會出現(xiàn)被鉗位而不參與工作的情況

9、，這就決定了LLC諧振變換器會有兩個不同的諧振頻率，一個是Lm被鉗位時的頻率，它由諧振電感Lr和諧振電容Cr產(chǎn)生，表達式為：(1)當流過Lr的電流與流過諧振電感Lm的電流相等時，變壓器就沒有能量傳輸，整流管都會關斷，Lm就不會被副邊電壓鉗位而參與諧振，此時諧振頻率與勵磁電感Lm、諧振電感Lr和諧振電容Cr有關，即：fm一f2幾LJCr對于LLC諧振全橋變換器來說，可以運行在四種工作模式下，假設工作頻率為fs,它與上面兩個諧振頻率的大小關系會決定變換器工作在什么樣的區(qū)域內，顯然fs和fm、fr的關系有fs<m,fm<fs<fr,fs=fr,fs>fr四種情況。MOSFET

10、,它是單極性器件，所以可以通過在柵極加反偏電壓的方法來降低其關斷損耗，但是沒有辦法降低其開通損耗，所以MOSFET的開關損耗主要為開通損耗。由于不能實現(xiàn)ZVS,所以要避免LLC諧振變換器工作在此頻率范圍內。本文對此頻率范圍內變換器的工作情況不做討論分析。1.2.2變換器在fm<fs<fr時的工作情況當變換器工作在fm<fs<fr時，管子工作在感性開關模式下，它的電壓相位會超前電流相位，當驅動信號到來時，其體二極管已經(jīng)導通，把開關管兩端電壓鉗位為零，這樣開關管就實現(xiàn)了ZVS。圖2給出了變換器在fm<fs<fr時的工作波形，可將一個工作周期分成8個工作階段。由于

11、后半個周期與前半個周期的工作過程相似，下面只給出前半個周期的四個工作階段的分析如圖3中(a)(d)所示。Vgs+Vintoti12t3t4t516t7t8t圖1LLC全橋變換器原理圖1.2電路的工作原理在分析之前，假設車出濾波電容Cf無限大，輸出電壓可認為是恒定不變的。1.2.1 變換器在fs4m時的工作情況變換器的諧振網(wǎng)絡會隨著開關頻率的大小不同而呈現(xiàn)容性或感性阻抗的情況。當變換器工作在fs<fm時，就是容性開關模式情況10,顯然管子的電壓相位在這種模式下是滯后電流相位的，當驅動信號到來時，其體二極管仍然沒有導通，就不能將開關管兩端電壓鉗位為零，這樣開關管就不能實現(xiàn)ZVS,但當驅動信號

12、為零時，流過管子的電流也為零，開關管實現(xiàn)了ZCS。由于LLC圖2fm<fs<fr時工作波形圖+VoCf二二R(a)工作階段1(t0t1)(b)工作階段2(tit2)諧振變換器的逆變電路選的開關管是Lrm駐J工作階段3(t2t3)TD5LrCrCf二.Rj+JDcfr-ZjD3JC3S1S：TS3日:=+Voir與im之間的相位角4為:sin1"(6)IrLr和Cr諧振時的角頻率為：VinA'LG(d)工作階段4(t3t4)圖3變換器在fm<fs<fr時前半個周期工作階段2：當t=t1時，gm,變壓器中沒有能量傳輸，流過D5的電流為零而使其自然關斷，沒有

13、反向恢復過程，二極管實ImnVjT4Lm(4)工作階段1:(totl)：開關管S1和S4的體二極管在to之前就已經(jīng)導通，所以實現(xiàn)了ZVSo由圖2可知，諧振電流ir大于勵磁電流im,兩者之差大于零，經(jīng)過變壓器流入二極管D5使其導通，D6截止。由于輸出電壓的影響，Lm兩端被副邊電壓鉗位，此時只有Lr和Cr參與諧振，im線性上升，ir也經(jīng)過開關管Si、S4以正弦形式慢慢變化，輸入能量則通過D5傳給了負載。因為fs<fr,Si、S4會在ir流經(jīng)半個周期的諧振時依舊開通。當ir=im時，D5因沒有電流流過而關斷，階段1結束。階段1中的ir、im和整流二極管上的電流id有如下關系：irIrsin(r

14、t)Lmid(t)ir(t)im(t)式中：n為變壓器變比；Vo為負載兩端電壓;Ts為變換器的工作周期。im經(jīng)歷了從負的最大值增加到正的最大值的過程，所以有：現(xiàn)ZCS。因為變壓器中沒有能量傳輸，Lm不再被副邊電壓鉗位，而是與Lr、Cr共同參與諧振，因Lm>>Lr,所以諧振頻率遠遠小于開關頻率，可以近似認為這段時間內的ir波形是一條水平直線，并對Cr不斷充電。當S1、S4的驅動信號為零時，階段2結束。工作階段3:在t2時刻，S1、S4的驅動信號消失，&、S4關斷，進入死區(qū)時間，由于ir<im,所以流入變壓器的電流改變方向，使彳導D6導通，D5截止，能量通過D6傳給負載。

15、Lm被鉗位，只有Lr和Cr參與諧振。此階段中ir一直給C1和C4充電，并給C2和C3放電，ir以正弦形式減小，im線性減小，當C1和C4上電壓等于輸入電壓，C2和C3上電壓被放到零時，階段3結束。工作階段4：在t3時刻，D2和D3導通，ir不再從C2、C3經(jīng)過，而是通過D2和D3使S2、S3兩端電壓保持為零，為S2、S3實現(xiàn)ZVS做好準備。此階段內，ir仍小于im,ir以正弦形式繼續(xù)減小，im繼續(xù)線性下降，Lm被鉗位，D6導通，D5截止，能量通過變壓器傳遞到二次側，并由D6傳遞給負載。當S2、S3驅動信號到來時，此階段結束。全橋LLC諧振變換器在fm<fs<fr內工作時的輸出電壓為

16、：ir有效值可表達為：Ir221noim2(5)1IeVo-Vin-(TsTr)(8)n4nCr1.2.3變換器在fs=fr時的工作情況圖4給出了變換器在fs=fr時的工作波形。式中：I。為變換器的輸出電流。VGSir/imVdsiD7DiCiIID3C3(工作階段1(t0t1)(b)工作階段2(t1t2)k圖4fs=fr時工作波形圖由圖4可知，一個工作周期被分為6個工作階段，其實可以看成是變換器在fm<fs<fr內工作的一種特殊情況，只不過它的ir與im在一個周期內相交只有一瞬間，而不是一段時間，所以ir是一個正弦波。由于缺少了Lm參與諧振過程的兩個階段，使得口5和口6的電流處在

17、臨界連續(xù)狀態(tài)。這個頻率范圍內，開關管仍然可以實現(xiàn)ZVS,同時，D5和D6可以實現(xiàn)ZCS,這里不再給出具體工作狀O1.2.4變換器在fs>fr時的工作情況圖5給出了變換器在fs>fr時的工作波形,可將一個工作周期分成6個工作階段。VgsSiir/iVdsVDtlt2t14t5t6圖5fs>fr時工作波形圖下面同樣只給出前半個周期的三個階段的分析如圖6中(a)(c)所示。工作階段1:在t0時刻，Si、S4導通，由圖5可知，諧振電流ir大于勵磁電流im,兩者之差大于零，經(jīng)過變壓器流入二極管D5使其導通，D6截止。Lm被副邊電壓鉗位，此時只有Lr和Cr參與諧振，im線性上升，ir也經(jīng)

18、過開關管Si、S4以正弦形式慢慢變化，輸入能量通過D5傳給負載。當S1、S4驅動信號消失，階段1結束。(C)工作階段3(t2t3)圖6變換器在fs>fr時前半個周期工作階段2:在t1時刻，Si、S4關斷，由于%仍大于im,所以D5仍導通，D6截止，能量通過D5傳給負載。Lm仍被鉗位，只有Lr和Cr參與諧振。此階段中ir一直給Ci和C4充電，并給C2和C3放電，ir以正弦形式減小，所以流過D5的電流也變小，im仍線性增加，當C2和C3上電壓被放到零時，D2、D3導通，為S2、S3實現(xiàn)ZVS做好準備。當S2、S3的驅動信號來到時，階段2結束。工作階段3：在t2時刻，S2、S3實現(xiàn)零電壓開通。

19、與階段2類似，只是在t3時刻，出現(xiàn)ir=im,兩者差為零，這一瞬間D5關斷，階段3結束。當fs>fr時，管子是工作在感性開關模式下的，所以可以實現(xiàn)ZVS。但是Lm在整個過程中都被副邊電壓鉗位，沒有參與諧振，所以變壓器的就會持續(xù)工作，D5和D6處于連續(xù)導通模式，不能實現(xiàn)ZCS,就會出現(xiàn)反向恢復問題。綜上可知，變換器在fs<m內的工作模式為容性的，管子不能實現(xiàn)零電壓開通。在fm<fs司內，諧振網(wǎng)絡阻抗呈現(xiàn)感性，不僅開關可以實現(xiàn)ZVS,同時整流二極管也可以實現(xiàn)ZCS,是最佳的工作范圍。而當fs>fr時，雖然諧振網(wǎng)絡阻抗依然是感性，但是整流二極管不能實現(xiàn)ZCS,不是理想的工作范

20、圍。所以在設計電路的時候，為了使變換器處在理想的工作范圍內，要將工作頻率選定在接近fr處，這樣才能使變換器的效率最大化。質因數(shù)Qmax1、Qmax1Qmax2為：2Z2k+Mmax=0.29M1max(15)2LLC全橋變換器的設計為了適用于井下常用的電壓等級，LLC諧振變換器的設計滿足以下設計指標：輸入電壓氾圍：Vin_minVin_max=190330V,額定輸入電壓：Vin_nom=300V,預期效率495%輸出電壓：Vo=48V,紋波電壓：AV=240mV,輸出電流：Io=10A,諧振頻率fr=100kHz,k值：6,開關管的寄生電容Coss：400pF;變壓器繞組和PCB板的等效寄生

21、電容Cstary:100pF,死區(qū)時間td：300ns。Qmax24td"1"-'RacCZVS(lmaxklmax)lmax0.285(16)所以整個工作范圍內的最大Q為2.1諧振電路參數(shù)設計根據(jù)分析，為了滿足變換器在輸入電壓Vin_nom時工作在fr附近，利用此時的增益Mnom為1,可求得變壓器的理論變比m為：Vinnom300V(Qm=_6.12(9)(VoVf)(48V+1V)式中：式中：Vf為副邊二極管導通壓降，這里取1V。等效電路的最小增益Mmin和最大增益Mmax為：VoVfMmin=m0.91(10)Vin_maxMmaxmVoVF1.58(11)m

22、axVin_maxQzVS0.95minQmax1,Qmax20.27(17)式中：k為激磁電感與諧振電感的比值，一般取37,這里取6；lmax為最大歸一化頻率。根據(jù)諧振特性可以求得諧振參數(shù)為：C1Cr2-40.03nF(18)2frQn2RacLrQRac62.72出(19)2frLmkLr=376.32出(20)根據(jù)原邊開關管實現(xiàn)ZVS的條件可計算勵磁電流為：ImVinmax)二1.20A4fmax(LmL)寄生電容的充電電流為:為:(21)取小工作頻率fmin和最大工作頻率fmaxfminfr46.64kHz(12)fr1Mmin156.83kHz(13)基于一次諧波近似(FHA)的分析

23、方法，LLC電路的等效負載阻抗為：8n2V086.12248Rsc=T=z=145.87(14)Io10式中：n為變壓器理論變比。根據(jù)最大增益的要求，諧振腔最大的品八Vin_max.IpCzvs=0.98A(22)td顯然Im>Ip,符合原邊開關管實現(xiàn)ZVS的條件，設計合理。2.2磁集成變壓器設計LLC諧振變換器的集成思路是：把諧振電感和勵磁電感集成到變壓器中，充分利用變壓器的漏感和激磁電感。但在實際制作中，很難將變壓器的寄生參數(shù)控制很小，尤其在高頻和超高頻的場合下，這些參數(shù)會對運行的變壓器產(chǎn)生不利影響。而用磁集成思路來對LLC諧振變換器進行磁集成，正好利用了這些很難做小的參數(shù)，將變壓器

24、的漏感用作Lr,變壓器的勵磁電感用作Lm,這樣就把不利的因數(shù)轉變?yōu)橛欣臈l件，而且不用額外增加兩個電感，使得變換器的體積大大減小。下面首先用AP法11確定變壓器磁芯的型號，公式如下PT1041.14(23)電壓為最大的輸入直流電壓，即電壓的峰值為：MOSFETKoKfKjfsBw式中：Ae為磁芯的有效橫截面積；Aw為線圈窗口面積；Pt為變壓器視在功率，隨線路結構不同而不同，本文變壓器副邊采用中心326V(28)MOSFET電流的峰值為:抽頭結構，故?。篜T=Po(1/兩，單位W；Idsmax®_rms=3.17A(29)Ko為窗口使用系數(shù)，取Ko=0.3;Kf為波形系數(shù)，正弦波時為4

25、.44,方波時為4,這里取4;Kj為電流密度，這里取Kj=400/cm2；Bw為工作磁通密度，取Bw=0.15T。把數(shù)據(jù)帶入上式，得1.14480(1/0.951044(24、AP=.=1.76cm4(24)0.34400100k0.15按耐壓值1.5倍的裕量，電流值2倍裕量，最終選擇英飛凌推出的CoolMOS-IPW65R041CFD，其耐壓為650V,最大導通電阻僅0.041Qo整流二極管要在高頻環(huán)境下實現(xiàn)ZCS,普通二極管很難達到，所以要選擇快恢復二選用TDK的ETD39磁芯，其AP=3.2125cm4,Ae=1.25cm2,Aw=2.57cm2,極管，它承受的最大反向電壓為輸出電壓的兩

26、倍，即AB=0.3To把次級漏感歸算到初級，可以得到變壓器的實際變比n為：Vd=2Vo96V流過二極管電流的最大值(30)k1m.V6.61(25)IDmax='Z21sRMS11.1A考慮留有一定的裕量后,(31)最終選擇為:根據(jù)電磁感應定律可以得到次級匝數(shù)MUR2020作為輸出整流二極管，其最大耐壓值為200V,能承受的最大平均電流為Ns=Vo+Vf2fminBAe14.01匝(26)取整，得次級匝數(shù)為14匝。根據(jù)變壓器變比可求得初級匝數(shù)為：Np=nNs=92.59匝(27)取初級匝數(shù)為92匝?？紤]到趨膚效應的影響，原邊采用0.1mm的漆包線，64股并繞；副邊選用63股0.2mm的

27、漆包線并繞。不僅滿足了電流的應力，同時降低了由趨膚效應產(chǎn)生的損耗。在以上對諧振參數(shù)的設計中發(fā)現(xiàn)，變壓器的勵磁電感和漏感大小是在同一個數(shù)量級上，為了盡量增大變壓器的漏感，使其滿足諧振電感Lr的要求，必須要減小原副邊的耦合度，為了達到要求，可以采用分槽骨架與擋墻相結合的方法。2.3 開關管和整流二極管選取在全橋變換器中，開關管所承受的最大20A,Vf=1.0Vo2.4 輸出電容設計從全橋LLC諧振變換器的拓撲結構以及工作原理可知，其輸出只需要電容濾波，而電容值的大小與輸出電壓紋波緊密相關。當期望紋波AV不大于240mV時，輸出電容被確定為：_1oTs_max_Co=890pF(32)V式中：加為期

28、望紋波值，V；Ts_max為最大開關周期即最小工作頻率fmin對應的周期。為了盡可能多的降低電容上的損耗，這里選低ESR的電容。此處選取NipponChemi-Con低ESR的1000曠的電解電容，其耐壓值為63V,ESR為0.019Qo則實際紋波值為：V2|c_rmsRes=0.092V(33)Ic_rms為流過電容的電流有效值，可以通過下式求得：(34)因此，變壓器總的損耗為:PtransButransBoretrans12.41.113.5Wiianscu,iianscoie,iians(41)因此，輸出電壓的紋波達到預期的要求。2.5損耗及效率計算1 .MOSFET損耗計算因該設計運用

29、了軟開關技術，故此電路系統(tǒng)的開關損耗為零，MOSFET的損耗就只有其導通損耗，其值為：Pcond.mosfet.2Id,rmsRonD=0.1W(35)式中：Ron為MOSFET導通電阻最大值0.041QId,rms為通過MOSFET的電流有效值2.24A,D為占空比0.5。2 .二極管損耗計算通過二極管的平均電流為Id,avg=Io=10A,有效電流為Id,rms=7.85A。選用的二極管的正向導通壓降Vf為1.0V,則導通損耗為：d、Pcond,diodeId,rmsVF(1-)5.8W(36)2二極管反向恢復電流的峰值4.系統(tǒng)效率計算變換器的總損耗為PFP,F194Wlossmosfet

30、diodetrans效率為:Po100%96.12%PFloss(42)(43)可以看出系統(tǒng)在整個過程中的效率達到了所要求的數(shù)量值，說明了器件選型和數(shù)據(jù)取舍是合理的。3仿真與實驗驗證3.1磁集成變壓器仿真與分析變換器中的磁性元件的設計一直以來都是難點，同樣也是關鍵點。為了驗證設計的正確性，本文采用了磁性元件仿真軟件PEmag和Maxwell對變壓器設計進行建模仿真，通過調整結構設計出滿足要求的變壓器。IRmax=10|iA,反向偏置電壓VRmax=140V,電流從零達到反向電流峰值的時間與從反向電流峰值到恢復電流為正經(jīng)歷的時間近似相等為trr1=trr2=35ns。則關斷損耗為：Psw,dio

31、de1.,.fVFIRmaxtrr1fs21.24106W1.IRmaxVRmaxtrr2fs4(37)因此，二極管的總損耗為:RodeBond,diode+,diode5.8W(38)3.變壓器損耗計算由原副邊電流有效值分別為Ip_rms=2.24A,Is_rms=7.85A得變壓器銅損為：PCu,transRcu1Ip_RMSRu2Is_RMS2jMKip_RMS2jN2Ks_RMS(39)12.4W圖7變壓器結構仿真剖面圖選用TDK公司的ETD39型號的磁芯及配套的分槽骨架來對磁集成變壓器進行仿真。原副邊匝數(shù)分別為90匝和14匝，原邊采用的漆包線，64股并繞；副邊選用63股的漆包線并繞，

32、變壓器氣隙為0.36mm。圖7為變壓器的剖面圖，它是依據(jù)上面條件在PEmag中建模得到的。為了達到調節(jié)漏感的目的，實際繞制時可以采用分槽骨架與擋墻相結合的方法。變壓器的磁芯損耗為:Pcore,transfeqBpeakVe1.1W(40)圖8初級繞組漏感仿真圖8給出了變壓器初次級漏感的仿真結果，從圖中可以看出初級漏感的大小為62,1IIH,與理論得到的Lr=62,72月H相比,誤差為0.99%,在允許范圍內。(a)初級繞組(b)次級繞組圖9變壓器初次級繞組仿真圖9給出了變壓器初次級繞組的仿真結果，從圖中可以看：初級繞組電感的大小為380科H,相比較勵磁電感Lm的計算值376.32科口誤差為0.

33、98%,也在誤差范圍內。次級繞組電感的大小為8.67科H相比次級繞組電感Lm的計算值8.61pH符合誤差要求。3.2PET模型仿真在Matlab/Simulink下搭建的將全橋LLC諧振變換器應用于PET中的系統(tǒng)仿真模型。PET仿真參數(shù)為：(1)輸入環(huán)節(jié)輸入交流電壓為220V(±5%V),輸入濾波電感8mH,額定輸出直流電壓為300V,輸出濾波電容1100F；(2)中間環(huán)節(jié)DC-DC變換器輸出給定參考電壓為DC48V,輸出濾波電容890pF;(3)輸出環(huán)節(jié)輸出工頻三相線電壓50V,功率460W,濾波電感0.4mH,濾波電容32曠，負載為三相純阻性負載。0.4K0<35Q7141

34、50+5。俯0*D47t(b)DC-DC變換器輸出電壓及負載三相電壓圖6變換器在f-f時前半個周期圖10(a)中的u、i和Vdc1分別為輸入環(huán)節(jié)輸入的電壓和電流以及輸出的直流電壓，為了方便比較，這里的電流波形擴大了5倍；圖10(b)中的Vdc2以及uab、Ubc、uca分別為DC-DC變換器輸出的直流電壓及負載三相電壓。從仿真結果可以看出220V交流電壓輸入，經(jīng)過可控整流電路后輸出300V左右直流電壓，再經(jīng)過DC-DC變換器后輸出48V左右直流電壓，最后經(jīng)過三相逆變電路輸出三相正弦交流電壓，可見將全橋LLC諧振變換器應用于PET中可以實現(xiàn)基本的電壓變換與能量輸出的功能。3.3PET實驗驗證根據(jù)

35、設計參數(shù)研制了一臺基于全橋LLC諧振變換器的PET樣機，其實物圖如圖11所示。器的輸出紋波電壓波形。由圖可知，此時輸出紋波電壓值小于200mV，滿足設計時所設定的紋波值范圍。圖11PET硬件平臺實物圖50mV/div25us/div一Ifl-B-2rt.To守H1JJ?4IKHa-J輸入環(huán)節(jié)輸入電壓、電流及輸出電壓圖13滿載情況下輸出紋波電壓圖14給出了實驗裝置在不同條件下的效率曲線圖。由圖14(a)可知，在滿載情況下，隨著輸入電壓的增大效率也會提高，但是當輸入電壓超過額定輸入電壓時，效率反而會降低，這是由于輸入電壓超過額定輸入電壓時工作頻率就會大于諧振頻率，即fs>fr,而這會讓整流二

36、極管實現(xiàn)ZCS受到影響，所以會降低。由圖14(b)可知，在額定輸入電壓下，隨著輸出電流的增大，效率也不斷提高，當達到額定輸出電流時，效率最高?？梢钥闯?，無論什么條件下，效率都在93%以上，略低于計算值，這主要是由變壓器損耗的實際測試與理論計算有偏差造成的?？芍疚难芯康腄C-DC變換器滿足設計要求。(b)DC-DC變換器輸出電壓及負載三相電壓圖12PET實驗波形圖12(a)中的u、i和Vdc1分別為輸入環(huán)節(jié)的交流輸入電壓和電流以及輸出的直流電壓；圖12(b)中的Vdc2和uab、ubc、uca分另lj為DC-DC變換器的輸出電壓及PET負載三相電壓。從實驗結果可以看出220V左右交流電壓輸入，經(jīng)過可控整流電路后輸出300V左右直流電壓，再經(jīng)過DC-DC變換器后輸出48V左右直流電壓，最后經(jīng)過三相逆變電路輸出三相正弦交流電壓?？梢?，將全橋LLC諧振變換器應用于PET中可以實現(xiàn)基本的電壓變換與能量輸出的功能。圖13給出了滿載情況下，DC-DC變換效率一"爭1WV230V26DV300V二觀V論人串任(a)不同輸入電壓10A負載效率一軟聿92.00%2A4AfiA&A1UA物出現(xiàn)流(b)300V輸入不同輸出電流圖14變換器效率曲線圖4結語5241-5246.本文從LLC諧振全橋變換器的工作原理出發(fā)，分析了其工作于最佳條件下的情況，確定了變