雙管正激拓撲的工作原理和設計舉例

1、雙管正激拓撲一一概述概述雙管正激拓撲電路是一種在單端正激拓撲上衍生出來的一種拓撲電路。經(jīng)過實踐證明，這種拓撲的電路具有電路簡單，可靠性高，元器件較單端電路容易選取等特點。是一種非常優(yōu)秀的拓撲電路。二二簡介簡介雙管正激變換器拓撲結(jié)構(gòu)由兩個功率開關管和兩個二極管構(gòu)成，當兩個開關管和同時關斷時，磁通復位電路的兩個二極管和同時導通，輸入的電流母線電壓 vin 反向加在變壓器的初級的勵磁電感上，初級的勵磁電感在 vin 的作用下勵磁電流從最大值線性的減小到0，從而完成變壓器磁通的復位，并將儲存在電感中的能量返回到輸入端，沒有功率損耗，從而提高電源的效率；此外，每個功率開關管理論的電壓應力為直流母線電壓，

2、這樣就可以選取相對較低耐壓的功率 mosfet 管，成本低，而且較低耐壓的功率 mosfet 的導通電阻小，可以進一步提高效率。三三應用范圍應用范圍雙管正激變換器廣泛的應用于臺式計算機的主電源，中等功率的通信電源及大功率通信電源、變頻器等三相電路的輔助電源中。四四基本工作原理和關鍵點的波形基本工作原理和關鍵點的波形雙管正激變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖 1 所示，其中 cin 為輸入直流濾波電解電容，q1 和q2 為主功率開關管，d1、d2 和 c1、c2 分別為 q1 和 q2 的內(nèi)部寄生的反并聯(lián)二極管和電容，d3、c3 和 d4、c4 分別為變壓器磁通復位二極管及其寄生的并聯(lián)電容，不考慮 q2 的漏

3、極與散熱片間的寄生電容，t 為主變壓器，dr 和 df 為輸出整流及續(xù)流二極管，lf 和 co輸出濾波電感和電容。圖 1 雙管正激變換器的拓樸結(jié)構(gòu)首先，下面分幾個工作模式來討論其磁通復位的工作過程：（1）模式1：t0t1在t0 時刻q1 和q2 關斷，此時d3 也是關斷的。初級的勵磁電感電流和漏感的電流不能突變，必須維持原方向流動，因此c1，ch（散熱片寄生電容）和c2充電，其電壓從0 逐漸上升， c3 和 c4 放電，其電壓由 vin 逐漸下降。4231cclpcciiiiiinccvuu31inccvuu4223cclpuudtdilp333ccidtduc111ccidtduc222cc

4、idtduc444ccidtduc初始值：， 001cu 002cu incvu03 incvu04 00mlpii由上面公式可得： (1)423132ccccuucc在理想的模型下，所以在t1時刻c3和c4的電壓下21cc 43cc 4231cccc降到0，同時 c1 和c1 的電壓上升到vin，d3和d4 將導通，系統(tǒng)進入下一個過程。在實際的工作中，事實上散熱器的寄生電容不能忽略，這個電容將參與變壓器磁通復位的過程。q1 和q2 漏極與散熱片間的寄生電容的大小與漏極的面積及漏極與散熱片的距離相關。注意電容的公式：ccidtducq1 的漏極接vin，散熱器接地，因此此寄生電容接在直流母線電

5、壓端，其兩端沒有電壓變化：，也就沒有電流從此電容流過：。實際上，對于交流信號0incdvdu0ci模型來說，此寄生電容相當于短路，因此在交流等效電路中可以不必考慮。q2的漏極電位在開關的過程中處于變化的狀態(tài)，因此在開關的過程中，q2漏極與散熱片間的寄生電容將有電流通過。此寄生電容為ch，其大小將影響到功率管的開關損耗。電容值越大，功率管漏源極電壓隨時間的變化率越小，從而減小了功率管的開關應力，dtduds并降低了功率管關斷的功耗，并且低的對emi也有改善；但是在功率管開通時，電容dtduds上儲存的能量將通過功率管放電，產(chǎn)生開通損耗，形成開通的電流尖峰和噪聲。注意到散熱器的寄生電容ch和c2及

6、c4的總和大于c1和c3的和：chcccc42311423132chccccuucc所以此模式結(jié)束時，c3 的電壓由vin 下降到0 時，c2 的電壓并不到vin，此時由于c3 的電壓為0，d3 將正向偏置導通，將c3 的電壓箝位于0。事實上在此過程中，當初級電壓大于0 即時，初級變壓器電感仍處于正向勵32ccuu磁，電流增加，而且次級電感電流將反射到初級，參與電路的諧振。當其電壓過0 后，在很短的時間，次級整流和續(xù)注二極管換流使次級處于短路，次級電感電流將不能反射到初級，也就不參與電路的諧振。換流結(jié)束后，初級電壓小于0，只有初級勵磁電感與電容諧振。（2）模式2：t1-t2在t1 時刻d3 導

7、通，q1 和q2 仍然為關斷，此時變壓器在ch 和c2 及c4 的作用下去磁。變壓器的勵磁電流逐漸減小到0，然后反向勵磁，變壓器的電流過0 時d3 自然關斷，系統(tǒng)進入下一個過程。 (1)42cchclpiiiichcchiidtducc222444ccidtducinccvuu422clpudtdilp初始值：，)()0(222tuucc)()0(244tuucc1)0(mlpii在模式2 過程中，變壓器的電流過0 前如果c2 的電壓上升到vin，那么d4 將導通，c2 的電壓將被箝位于vin，變壓器的勵磁電感在vin 作用下去磁，直到其電流過0 后d3 和d4 自然關斷，然后再進入模式3。(

8、3)模式3：t2-t3在t3 時刻d3 自然關斷，q1 和q2 仍然為關斷，變壓器在ch 和c2，c4 的作用下反向勵磁，相關的公式同于模式1，僅僅是電容的電壓和變壓器勵磁電流的初始值不同。當c2 和c3 電壓諧振到相等時，c2 和c3 的電壓將維持不變，直到q1 和q2 導通、系統(tǒng)進入下一個過程。第二 工作波形及討論一個雙管正激電源系統(tǒng)在空載、中等負載和滿載時的工作波形如下圖3 所示。功率mosfet 為stp15nk50，初級電感量為5mh，前級有pfc，輸入電壓為400v。圖中，藍色為下管的電流波形，棕色為下管的漏源極ds 的電壓波形，綠色為上管的電流波形，紅色為上管的漏源極ds 的電壓

9、波形。（a a）nono loadload(b) medium load(c) full load圖3 工作波形從圖3（a）波形可以看出，空載時，由于沒有負載的反射電流，在模式1 中漏感的能量不足以在如此短的時間內(nèi)抽光c1 和c3 的能量，上管的漏源極電壓（紅色）和下管的漏源極電壓（棕色）都沒有上升到母線電壓，這表明d3 和d4 的電壓都沒有達到0v，所以d3 和d4 都沒有導通，系統(tǒng)仍停留在模式1 中并且系統(tǒng)在模式1 中完成磁能復位，然后進入模式3 反向勵磁。模式3 結(jié)束時，c2 和c3的電壓160v，小于vin/2。圖3（b）從波形可以知道，中等負載時，當開關管關斷后，由于有負載的反射電流

10、，在模式1 中反射電流和漏感的能量在如此短的時間內(nèi)足以抽光c1 和c3 的能量，上管的漏源極電壓迅速（紅色）上升到母線電壓，即c3 的電壓迅速下降到0，d3 導通，而此時下管的漏源極電壓（棕色）即c2 電壓則小于母線電壓。此后，c2 與初級電感諧振對其復位，由波形可見：電容c3 的電壓諧振上升。當變壓器電感的電流諧振為0 時，儲存在變壓器電感中的所有的能量轉(zhuǎn)移到電容c2。電容c2 的電壓達到最大值；此后電容c2 的電壓諧振下降，注意到c1 電壓諧振下降即c3 的電壓諧振上升，當電容c2和c3 的電壓相等時，諧振過程停止電容c2 和c3 維持電壓不變。模式3 結(jié)束時，c2 和c3 的電壓200v

11、，等于vin/2。圖3（c）從波形可以看出，全負載時，當開關管關斷后，在模式1中足夠大的負載的反射電流和和漏感的能量在如此短的時間內(nèi)足以抽光c1 和c3 的能量，上管的漏源極電壓迅速（紅色）上升到母線電壓，即c3 的電壓迅速下降到0，d3 導通，而此時下管的漏源極電壓（棕色）即c2 電壓則小于母線電壓。此后，c2 與初級電感諧振對其復位，由于漏感的能量的足夠大，電容c3 的電壓也很快諧振上升到vin 并箝位于此值，此時d4 導通，d3 和d4 都導通，變壓器的勵磁電感在vin 的作用下去磁，電流不斷下降，能量全部返回到輸入的濾波電解電容中，變壓器的勵磁電感電流下降為0 時，d3 和d4 都自然

12、關斷，系統(tǒng)進入模式3。模式3 結(jié)束時，c2 和c3 的電壓220v，大于vin/2。模式3 的諧振完全結(jié)束后，在不同的負載條件下，電容c2 和c3 的穩(wěn)定電壓隨輸出負載的變化而變化，而不是通常人們所認為的恒定等于等于vin/2。不同的負載條件下，負載反射電流和漏感的電流影響的變壓器的去磁模式，從而也影響到此電壓值的大小。從波形可以看出，圖4 所示為功率mosfet 管漏源極電壓變化的斜率，非常的明顯，下管（棕色）波形電壓變化的斜率小于上管（紅色），這表明下管總的漏源極的寄生電容大于上管。dtduds4 結(jié)論雙管正激電源的磁通復位的方式隨著負載的變化進入不同的工作模式。變壓器勵磁電感去磁后將進入

13、反向磁化，反向磁化結(jié)束后兩管的所承受的電壓值并不相同?？蛰d時，上管的電壓大于vin/2，下管的電壓小于vin/2。中間某一個負載時，上管和下管的電壓等于vin/2；全空載時，上管的電壓小于vin/2，下管的電壓大于vin/2。上管與散熱器的寄生電容不影響復位工作，下管與散熱器的寄生電容參與諧振復位的工作過程。五五設計舉例分析設計舉例分析下面實例為輸入390vdc（pfc的輸出），輸出為28v,15a，總功率為420w的一款電源設計。1.1. 電參數(shù)設計電參數(shù)設計電參數(shù)計算包含功率回路、濾波回路、反饋回路、保護回路、供電回路、驅(qū)動電路。下面分別進行計算。第一部分 功率器件的選擇功率器件包括：輸入

14、側(cè)功率開關管和輸出側(cè)整（續(xù)）流二極管。1、功率開關管的選取：根據(jù)拓撲形式和開關頻率的要求，選擇 n 溝道的功率 mosfet。所以主變壓器實際輸出的總功率為：，實際輸出電流應為wpo420假設主功率變換的效率為 90，則主功率變化原邊輸入功率為apioo1528wppi4679 . 00因為輸入有 pfc 穩(wěn)壓電路，相當于 dc/dc 部分的輸入是定電壓，低端為 370v，高端為 390v，所以輸入最大電流為，如果選用 fdh45n50，apiinmax26. 1370，因為是兩個 mos 管串連，導通時消耗的功率應該為12. 0dsr，另外 fdh45n50 的上升時間 500ns，下降wr

15、ipdsmaxmos3 . 0212. 026. 12時間 350ns，在 25 歐輸入的情況下測得的。，wrjc/2 . 0 wrcs/24. 0wrja/40根據(jù)雙管正激拓撲結(jié)構(gòu)的開關管的 vdss額定電壓的要求，額定電壓值要大于 1 倍以上最大輸入電壓（即 390v） ，再考慮 1.3 倍左右的余量，選取 500v 的 mos 管。開關管的正向?qū)娏?id要大于（2-3）ipk=（2-3）1.21a=2.42-3.63a。由于開關管的功率損耗一般占總損耗的 30左右，因此開關管的損耗應小于15w（322-280）30%） ，據(jù)上述參數(shù)要求：選用仙童公司的 fdh45n50f，其vdss

16、500v、id45a(25)，rds=0.12。2、整流二極管的選?。嚎紤]開關頻率 150k，輸出電流 15a，電壓 28.5v 故輸出側(cè)的整流管選用快恢復二極管。輸入電壓的最高值為：390v，變壓器匝比 5，則輸出整流管反向最大峰值電壓為3905=78v，輸出滿載電流為 15a，考慮 1.4 倍的限流，最大值為 21a。電壓取 2 倍余量，正向?qū)娏?if應大于最大輸出電流 iomax的 1.6 倍。根據(jù)已知條件得：vrvoutmax/dmin=186vif1.6iomax27.8a 整流二極管的選取方案：選用 fuji 系列的 d92m-03（to-247） ， 其 vr=300v， i

17、f=20a。由于選取的是快恢復二極管，導通時壓降一般在 0.8v(125)左右，整流、續(xù)流管的導通損耗約為：p0.8 x 10=8w。第二部分第二部分 濾波回路的設計濾波回路的設計濾波回路的設計包括輸入濾波回路的設計和輸出濾波回路的設計：一、輸入儲能濾波電容1）從功率角度：輸入儲能濾波電容直接影響效率和輸出功率，通常正激電路，通用輸入電壓范圍時電容取值為輸入功率的 1 倍以上，因此，電容的容值最好取大于1408=408uf。2）從耐壓角度：電容的額定電壓取 pfc boost 升壓后的電壓 390v,以電容器耐壓要大于 400vdc,這里選 450v 的高壓電解電容。3）從紋波電流角度：原邊峰

18、值電流 1.1a4，所以，電解電容的紋波電流要大于4.4a。4）從頻率角度：因為電源工作于 150khz，所以，電解電容的工作頻率要大于150khz。5）從壽命角度：電解電容在電源中為儲能元件，如果損壞，電源將不能正常輸出，所以，一定要選擇長壽命的電解電容。因此，選取佳美工公司的 kxg 系列的 45ov/100u 鋁電解電容 4 個并聯(lián)。這款電容的參數(shù)是壽命 105時 800010000 小時正常工作，工作溫度-40+105，體積是1840mm，紋波電流是 100khz 下是 1800ma，用四個并聯(lián)以后紋波電流為 7.2a，是滿足要求的。二、輸出儲能電容： 因為前級加了 pfc 穩(wěn)壓電路，

19、所以變壓器輸入最高電壓為 370v，因為變壓器匝比為 5：1，頻率為 150khz，周期為 6.7s，又因輸出電容，其中tuesr，其中，vu03. 0dtdiluuolinvulin745370vuo5 .28，所以，故hl20sdtdt37 . 645. 0adi825. 6。經(jīng)選型，紅寶石的 yxf35v1000uf 電解電容的單個 esr 為mtuesr4 . 40.048(20100khz)，故應選擇 12 只并聯(lián)。實際應用中由于布板問題，在整流管后放了 5 個，在二級電感后面放了三個，經(jīng)過上一次調(diào)試，可以達到紋波電壓小于 50毫伏的效果。第三部分第三部分 保護部分的設計保護部分的設

20、計保護部分的設計包括：1. 28v15a 一路輸出過壓保護： 圖 2：28v 輸出過壓保護部分電路原理圖 由于輸出過壓保護范圍是 3236v，范圍較寬，光藕的二極管飽和壓降為1.1v，所以如果輸出過壓點是 34v 的話，,如果 d16 選vvdd9 .321 . 134171630v 穩(wěn)壓管，則 d17 可選用 3.3v 穩(wěn)壓管。2.2. 28v10a28v10a 一路的過流保護電路一（原邊限流）一路的過流保護電路一（原邊限流）因為已經(jīng)有副邊限流，所以原邊限流實際起到的作用是在副邊限流失效時起到防短路的作用。采用的是原邊通過電阻 r33/r34/r35 采樣，因為輸出過流保護要求在 1216a

21、 之間，為了防止和副邊限流發(fā)生沖突，所以設在 17a 時保護，則此時原邊平均電流為，而峰值電流約為平均電流的 4avinivioo45. 13709 . 0175 .281倍即 5.8a，由于 uc2844 的 3 腳保護點是 1v，所以如果，07. 035/34/33rrr則 3 腳的電壓為 0.075.80.4v，如果要達到限流的效果還需要 8 腳給 3 腳補一個 0.6v 的直流電壓。如果 r32=4.7k，則 r31=34k。3 3輸入過壓保護參數(shù)的計算輸入過壓保護參數(shù)的計算通過以上電路可知，lm2904 的 2 腳是基準 2.5v，所以要想使比較器的 1 腳輸出翻轉(zhuǎn)為高電平，必須使

22、3 腳電壓達到 2.5v。假定 r10=5.1k，r41=1k,則由公式，如果系統(tǒng)在輸入為 310vac 的時vrrrrrrrrvinvr5 . 21041511311)4110(3候過壓保護，則，得，即vvin4343104 . 1krrrr1053511311；如果供電電壓為，則 lm2904rkrrrr274263511311vvcc14的 1 腳輸出高電平應該為 13.5v 左右，如果二極管 r23 的正向壓降為 0.7v，則由基爾霍夫電流定律，如果恢復點電壓為104131635 .1310415113113rrvrvrrrrrrvvin290vac,則由基爾霍夫電流定律， ，因為恢復

23、點電壓104131635 .13104151131131111rrvrvrrrrrrvvin,從而得到，過壓的瞬間，vv5 . 231kr27016vv67. 23第四部分第四部分 28v28v 供電回路的設計供電回路的設計供電回路的設計包括啟動回路和自供電回路的設計：1.啟動回路的設計：圖 4：供電部分原理圖 輸入電壓的范圍 370vdc 到 390vdc，uc2844bn 的啟動電壓 16v，起動電流最大為 1ma 加上 tl431 以及運放 lm2904 等的啟動電流 1 毫安，則，實取 150k。kmavrr1772)16370(212 2 自供電回路元器件（自供電回路元器件（c23c

24、23、c32c32、d1d1）的選取：）的選?。河捎谧怨╇姷碾妷涸O計為 16v，所以 c23 和 c32 的耐壓應大于 16v，這里選用的是鋁電解電容，考慮 20的余量，所以 c23 和 c32 的耐壓值應大于 20v，實取25v/100uf，yxf 系列的電容兩個。 3 3 啟動時間的計算啟動時間的計算通過以上的兩個步驟，得，,所以時間常數(shù)為krt150fct200，如果電壓是 370v，當把它加到電容器上時，要經(jīng)過時間 30s 電容器30ttcrt上的電壓才達到 063370v=233v，即若想達到 16v 的啟動電壓，則需要 2 秒。自供電繞組整流二極管（d1）選用 murs120，電流

25、 1a，反向電壓 200v。第五部分第五部分 反饋回路的設計反饋回路的設計反饋回路的設計包括電壓取樣環(huán)節(jié)的設計、電壓補償網(wǎng)絡的設計和電流控制環(huán)的設計：1. 電壓取樣部分的設計： 圖 5：電壓取樣部分電路原理圖1) 將通過電壓檢測電阻（r25、r45/r46）分壓網(wǎng)絡的電流設置為 0.5ma。2) 基準源 tl431ailp 的基準電壓為 vref2.495v。3) 選用最接近的 5.1k 電阻產(chǎn)生實際的電流為：ma5 . 0.1k5495. 254rvirefr k7 .25.5ma0495. 22 .28ivv52rrrefout4) 設計要求輸出電壓的精度為標稱輸出電壓的1，因此實際調(diào)試過

26、程當中應該調(diào)節(jié) r46 的阻值來滿足輸出精度的要求。 2、電壓補償網(wǎng)絡的設計：圖 6：反饋補償部分電路原理圖輸出濾波器的極點是由濾波電感和電容決定的，超過轉(zhuǎn)折頻率后，以40db/dec下降。濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為： hz366oofp104 . 1101000101321cl21f電路的直流增益絕對值為： 4 .543084. 037048 .13370nvvnvva2pinmaxs2outinmaxdc）（）（ dbagdcdc7 .344 .54lg20)lg(20不考慮 lc 濾波器的 q 值影響時，增益穿越頻率為： hz3o3fpxo1058. 0245tan104 . 12tanff）（

27、）（在閉環(huán)增益的穿越頻率處為使控制到輸出特性的增益為 0db，誤差放大器所需要提供的增益為： 3 .427 .34)4 . 158. 0lg20gfflg20gdcfpxoxo（）（gxo的絕對增益為：0076.010a20gxoxo）（誤差放大器的穿越頻率為： hz355. 0320axoxe1058. 0101058. 010ffxo）（反饋電容 c9 的大小為：uffracxedc9 .141078. 010124 .54233179實際 r9 選取 0805 封裝的 104c 電容。 由于計算當中有部分參數(shù)為估計值，且實際工作為動態(tài)環(huán)境，參數(shù)很難具體確定，因此可能存在較大誤差，還需要根

28、據(jù)具體需要進行必要的參數(shù)調(diào)節(jié)，以上計算參數(shù)只能作為調(diào)節(jié)的基礎。2.2.磁參數(shù)計算磁參數(shù)計算根據(jù)第三部分，雙管正激的工作原理，可以推出雙管正激的變壓器設計和單管正激的變壓器設計的區(qū)別之處是前者最大導通占空比不能超過 0.5。設計內(nèi)容包括：1、 確定電源參數(shù)。2、 選擇磁芯材質(zhì)，確定 b。3、 確定 ap 值，決定磁芯規(guī)格型號。4、 計算 np，ns。5、 計算線徑。6、 估算損耗。1、已知電源參數(shù)最小輸入電壓值:vmin370v最大輸入電壓值:vmax390v變壓器工作頻率:fs150000hz輸出電壓:vo28v輸出電流:io15a輸出功率:po420w電源整機效率:90%自供電電壓:vb15

29、v占空比:dmax0.43初、次級之間耐壓:3000vac電流密度j6a/mm2窗口系數(shù)k0.4b1500gauss2、磁材選擇功率變壓器所用鐵芯應選用高 i、低損耗、高 bs 材料。目前，軟磁鐵氧體因具備以上要求而被廣泛應用，在此選用 tdk 的 pc40 材質(zhì)，參數(shù)如下：本設計選擇 b= 0.15t=1500gs (1t=10000gs)3、磁芯規(guī)格選取用面積乘積法計算：)(18. 1)(cm0.91500000.4615001067. 05 .4272)(10224626maxmaxcmcmbjkfdpaeawapso所以，選用 gu4229 磁心骨架，具有窗口面積大，磁)(46. 32

30、73. 1)(22cmcmaw心中心柱截面積大的特點。)(67. 2)(22cmcmaegu4229 的 ap 值為 2.398cm4，其值大于計算所需 ap=1.515 cm4值。pq32/30 參數(shù)如下表： 磁芯窗口面積:aw3.46cm2每匝長度:le6.84cm體積:ve18.2cm3每匝電感量:al8500nh/n2最大損耗:pc（max）w4、 變壓器初、次級匝數(shù)：計算變壓器匝比5/(min)maxldvvdvsvinnsnpn取 vs=vo+vd+vl=28.5，dmax=0.45vvvvld2 . 0,1變壓器初級匝數(shù)：， 23108maxaebfnvnpo變壓器次級匝數(shù)：，取

31、 5 匝。5523nnpns 根據(jù)實際繞制情況，仍然取初級 23 匝，次極 5 匝。 變壓器初級電感量： 8500nh/n2*（23n）2=4.5mh。5、 計算線徑1） 、計算初、次級電流的有效值： 初級峰值平均電流： )(84. 2(max)(min)advinpoip初級電流的有效值： )(9 . 1max*)(adiprmsip次級電流的有效值： )(10maxadiois2） 、變壓器繞組導線線經(jīng)： 原邊繞組截面積：mm2 3461jiawp根據(jù)上述計算數(shù)據(jù)須采用裸線徑0.21mm的漆包線35根并繞繞置，但由于在溫度100、工作頻率為150khz時銅線的集膚深度：，而)mm(20. 015000080.21*35mm大于5倍的集膚深度，可采用35根0.25mm的漆包線繞置，繞置兩層，n=20則電流密度為4a/