有源鉗位正激變化器的工作原理

1、第2章有源箝位正激變換器的工作原理2.1 有源箝位正激變換器拓?fù)涞倪x擇單端正激變換器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、工作可靠、成本低廉、輸入輸出電氣隔離、易于多路輸出等優(yōu)點(diǎn)，因而被廣泛應(yīng)用在中小功率變換場(chǎng)合。但是它有一個(gè)固有缺點(diǎn)：在主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間，必須附加一個(gè)復(fù)位電路，以實(shí)現(xiàn)高頻變壓器的磁復(fù)位，防止變壓器磁芯飽和36。傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)包括采用第三個(gè)復(fù)位繞組技術(shù)、無(wú)損的LCD箝位技術(shù)以及RCD箝位技術(shù)。這三種復(fù)位技術(shù)雖然都有一定的優(yōu)點(diǎn)，但是同時(shí)也存在一些缺陷37-39o(1)第三復(fù)位繞組技術(shù)采用第三個(gè)復(fù)位繞組技術(shù)正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是技術(shù)比較成熟，變壓器能量能夠回饋給電網(wǎng)。它存在的缺點(diǎn)是：第三復(fù)位繞組使得變壓器的設(shè)

2、計(jì)和制作比較復(fù)雜；變壓器磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，因而利用率較低；原邊主開(kāi)關(guān)管承受的電壓應(yīng)力很大。(2)RCD箝位技術(shù)采用RCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，成本低廉。它存在的缺點(diǎn)是：在磁復(fù)位過(guò)程中，磁化能量大部分都消耗在箝位網(wǎng)絡(luò)中，因而效率較低；磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，磁芯利用率較低。(3) LCD箝位技術(shù)采用無(wú)損的LCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是磁場(chǎng)能量能夠全部回饋給電網(wǎng)，效率較高。它存在的缺點(diǎn)是：在磁復(fù)位過(guò)程中，箝位網(wǎng)絡(luò)的諧振電流峰值較大，增加了開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力和通態(tài)損耗，因而效率較低；磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，磁芯利用率較低。而有源箝位正激變換器是在傳統(tǒng)的正激式變換器的基礎(chǔ)上，增加

3、了由箝位電容和箝位開(kāi)關(guān)管串聯(lián)構(gòu)成的有源箝位支路，雖然與傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)相比，有源箝位磁復(fù)位技術(shù)增加了一個(gè)箝位開(kāi)關(guān)管，提高了變換器的成本，但是有源箝位磁復(fù)位技術(shù)有以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：(1)有源箝位正激變換器的占空比可以大于0.5,使得變壓器的原副邊匝比變大，從而可以有效地減少原邊的導(dǎo)通損耗；(2)在變壓器磁復(fù)位過(guò)程中，寄生元件中存儲(chǔ)的能量可以回饋到電網(wǎng)，有利于變換器效率的提高；(3)變壓器磁芯雙向?qū)ΨQ磁化，工作在B-H回線的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激變換器的變壓器原邊上的電壓是是有規(guī)律的方波，能夠?yàn)楦边呁秸鞴芴峁┯行?、?jiǎn)單的自驅(qū)動(dòng)電壓信號(hào)，因而大大降低了同步整流

4、電路的復(fù)雜度。圖2-1低邊有源箝位電路VT1Vin VT2ccccVT3ILoFig. 2-1 Low-Side active clamp circuitN1:N2精選范本，供參考!圖2-2局邊有源箝位電路Fig.2-2High-Sideactiveclampcircuit圖2-1和圖2-2是兩種有源箝位正激變換器電路，這兩種電路雖然看上去非常相似，但在工作細(xì)節(jié)的具體實(shí)現(xiàn)上還是存在著不少差別40o本設(shè)計(jì)采用的是如圖2-1所示的低邊箝位電路。在此對(duì)這兩種電路的不同點(diǎn)做一個(gè)簡(jiǎn)要的分析。(1)箝位電路的構(gòu)成如圖2-1所示的有源箝位電路由一個(gè)P溝道功率MOSFET和一個(gè)箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在主功率開(kāi)

5、關(guān)管的兩端，一般稱之為低邊箝位電路。如圖2-2所示的有源箝位電路由一個(gè)N溝道功率MOSFET和一個(gè)箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在變壓器的兩端，稱之為高邊箝位電路。這兩種電路之所以選用的功率MOSFET的溝道不同，主要是因?yàn)槠鋬?nèi)部體二極管的導(dǎo)通方向不同。對(duì)于相同的電壓和相同的模片區(qū)域，P溝道功率MOSFET比N溝道功率MOSFET的通態(tài)電阻要更高，通態(tài)損耗要更大，而且價(jià)格也要更貴。(2)箝位電容上的電壓忽略電路中漏感的影響，根據(jù)變壓器一次側(cè)繞組兩端伏秒積平衡的原理，可以得到低邊箝位電路中箝位電容電壓表達(dá)式為：(2-1)Vin1-D由式(2-1)可知，Vc的表達(dá)式和升壓式(Boost)變換器的輸出電壓表

6、達(dá)式一樣，因而圖2-1所示的電路又稱為升壓式箝位電路。同理，可以得到高邊箝位電路中箝位電容電壓：(2-2)D%1-D由式(2-2)可知，Vc的表達(dá)式和反激(Flyback)變換器的輸出電壓表達(dá)式一樣，因而圖2-2所示的電路又稱為反激式箝位電路。(3)柵極驅(qū)動(dòng)的實(shí)現(xiàn)方法箝位電路選擇的不同，對(duì)箝位開(kāi)關(guān)管的柵極驅(qū)動(dòng)的要求也就不同對(duì)于高邊箝位電路中的箝位開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)來(lái)說(shuō)，箝位開(kāi)關(guān)管VT2要采用浮驅(qū)動(dòng)，因而需要通過(guò)高邊柵驅(qū)動(dòng)電路或一個(gè)專用的門極驅(qū)動(dòng)變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)。而低邊箝位電路的箝位開(kāi)關(guān)管為P型管，那么對(duì)于它的驅(qū)動(dòng)來(lái)說(shuō)，只需要由一個(gè)電阻、一個(gè)電容和一個(gè)二極管組成電平位移電路即可實(shí)現(xiàn)。相對(duì)于低邊箝位電路中的

7、箝位開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)，高邊箝位電路中的箝位開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)相當(dāng)麻煩而且成本也較高。關(guān)于箝位開(kāi)關(guān)管柵驅(qū)動(dòng)的具體設(shè)計(jì)方法將在以后的章節(jié)中進(jìn)行詳細(xì)地論述。本課題選用的是低邊箝位電路，主要因?yàn)樗捏槲婚_(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路相對(duì)簡(jiǎn)單，不需要外加驅(qū)動(dòng)變壓器。止匕外，許多半導(dǎo)體公司已經(jīng)專門針對(duì)這種變換器開(kāi)發(fā)出了一系列的P溝道功率MOSFET,因而在選取器件時(shí)已經(jīng)沒(méi)有了很大的限制。2.2 有源箝位正激變換器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低邊箝位電路，具主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如上圖2-1所示。在圖2-1所示電品&中，VTi為主功率開(kāi)關(guān)管，箝位電容Cc和箝位開(kāi)關(guān)管VT2串聯(lián)構(gòu)成有源箝位支路，并聯(lián)在主功率開(kāi)關(guān)管VTi兩端

8、。Lm為勵(lì)磁電感，Lr為變壓器漏感和外加電感之和。Cr為主功率管VTi、箝位開(kāi)關(guān)管VT2的輸出電容和變壓器繞組的寄生電容之和。變壓器的副邊由VT3、VT4構(gòu)成自驅(qū)動(dòng)的同步整流電路，以減小開(kāi)關(guān)的損耗，提高變換器的效率。Lo為輸出濾波電感，Co為輸出濾波電容。為了簡(jiǎn)化分析過(guò)程，在分析電路之前先做如下的假設(shè)：(1)所有功率開(kāi)關(guān)器件都是理想的。箝位電容Cc遠(yuǎn)大于諧振電容Cr。(3)輸出濾波電感Lo足夠大，則其上的輸出電流不變，可以認(rèn)為是一個(gè)包流源，同理，輸出濾波電容Co足夠大，則其上的輸出電壓不變，為一個(gè)恒壓源。(4)諧振電感Lr遠(yuǎn)小于勵(lì)磁電感Lm0(5)變壓器的初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的匝比為n=Ni：N

9、2。(6)為了使主管能完全實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，諧振電感存儲(chǔ)的磁場(chǎng)能大于寄生2-3所示。電容存儲(chǔ)的電場(chǎng)能。有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形如下圖V GS(VT1)2LVinVVCrVCcViLmiLriVT1iCc-V GS(VT2)iVT3圖2-3有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形Fig.2-3Waveformsofactiveclampforwardconverter圖2-1所示電路在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中可分為10個(gè)工作模式，其工作過(guò)程如下：工作模式1(t0tl)在t=b時(shí)刻，同步整流管的體二極管D3、D4換流結(jié)束，同步整流管VT3導(dǎo)通，輸入能量通過(guò)變壓器和整流管VT3傳送到輸出負(fù)載。因?yàn)榇饲癡T3的寄

10、生二極管D3處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此整流管VT3實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通。在該工作階段內(nèi)，諧振電感Lr和變壓器原邊勵(lì)磁電感Lm上的電流在輸入電壓Vin作用下線性增長(zhǎng)，這一時(shí)間段的等效電路拓?fù)淙鐖D2-4所示：Fig. 2-4 State 1(toti)在這段時(shí)間內(nèi)有:ViniLmtLmt0L-t-t0(2-3)Lm+LrIcV；cLLrt=I。-Lmtt.t-t-nLm+Lrn在1=白時(shí)刻，主功率開(kāi)關(guān)管VTi上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)消失，VTi關(guān)斷，該工作階段結(jié)束。這個(gè)時(shí)間段的長(zhǎng)度由變換器的占空比決定。(2)工作模式2(tit2)在1=白時(shí)刻，主功率開(kāi)關(guān)管VTi關(guān)斷，在諧振電容Cr的作用下，主功率管漏源兩端的電壓開(kāi)始緩慢

11、上升，因而VTi實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。因?yàn)樽儔浩鞲边呺妷篤m/nVgs由、依然成立，所以副邊同步整流gs管VT3仍然導(dǎo)通，輸出電流通過(guò)整流管VT3。在該工作階段內(nèi)，諧振電容Cr、諧振電感Lr和勵(lì)磁電感Lm一起處于諧振狀態(tài)，這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-5所示：圖2-5工作模式2Fig. 2-5 State 2(tit2)在這一時(shí)間段內(nèi)有:iLrt,)二iLrt1cos，1t-11-Vin-sin|：?Ht-t1(2-4)一Zi一Ucrt=Vin-1-cos)：、t-tt1-乙-sin|r：1t-t1式中:LmL為諧振電路的特征阻抗Cr1,Lm+Lr *Cr為諧振電路的角頻率因?yàn)橹C振電容Cr很小，諧

12、振電路的特征阻抗乙很大，所以諧振電容Cr兩端的電壓能迅速增長(zhǎng)，因此上式可改寫(xiě)為：iLrtFrt1.尊1tt1=iLrL.t一t1乙Lm+Lr,.(2-5)_iLrt1Ucrt哈t1“乙.1tt1=t-t1Cr在該階段內(nèi)變壓器原邊繞組上的電壓逐漸減小:iLrt2Vmt：%t：%一-t-t2(2-6)Cr當(dāng)t=t2時(shí)刻，變壓器兩端的電壓下降到0V,即：Vm=0,Ucr=Vin,該工作過(guò)程結(jié)束。(3)工作模式3(t2t3)在t=t2時(shí)刻，副邊同步整流管的寄生二極管D3和D4開(kāi)始進(jìn)行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V,則此時(shí)變壓器原邊激磁電流J=iLm也M呆持不變。在該工作階段內(nèi)，諧振電容Cr和諧振電感

13、L起處于諧振狀態(tài)，這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-6所示，那么在這一時(shí)間段內(nèi)有：(2-7)iLrt=匕t?COS|口2tt?“t=丫所匕t2Z2SiH|/：2t一tz式中：Z2=.為諧振電路的特征阻抗為諧振電路的角頻率圖2-6工作模式3Fig. 2-6 State 3(t2t3)到t=t3時(shí)刻，諧振電容Cr上的電壓諧振到=Uc(t0),該諧振階段結(jié)束。從提高效率的角度來(lái)講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)檩敵鲭娏鹘?jīng)過(guò)的是相對(duì)高導(dǎo)電阻的同步整流管的體二極管D3和D4。(4)工作模式4(t3t4)在t=t3時(shí)刻，箝位開(kāi)關(guān)管VT2的寄生二極管D2導(dǎo)通，該工作階段內(nèi)，激磁電流iLm=iLm(t2)保持不變，(

14、Cc+C.)和諧振電感Lr一起進(jìn)行諧振，變壓器進(jìn)入磁復(fù)位過(guò)程，因?yàn)殡娏鱆是正向的，在這個(gè)階段可以給箝位管VT2以導(dǎo)通信號(hào)，從而使VT2實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-7所示：圖2-7工作模式4Fig. 2-7 State 1(t3t4)在這一時(shí)間段內(nèi)有:(2-8)Lt=Lt3-COS13ty:-Sm仔3t一t3Z3Ucrt)；=Vin.Lt3一Z3Singtt3,Ct07m-COS|/：3t-13式中:Z4=，一為諧振電路的特征阻抗、Cc+Cr1,Lr* Cc+Cr為諧振電路的諧振角頻率當(dāng)t=t4時(shí)亥IJ,諧振電感上的電流為：匕=3),此時(shí)D3上的電流降為0,而D4上的電流則上升

15、為負(fù)載電流，體二極管D3、D4換流完成，該諧振階段結(jié)束。從提高效率的角度來(lái)講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)樵谠撾A段內(nèi)，原邊電流和副邊電流，都是通過(guò)相對(duì)高導(dǎo)電阻的寄生二極管，而不是低導(dǎo)電阻的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗的增加。(5)工作模式5。4Vgvth仍然成立，因此副g邊輸出電流仍然通過(guò)具有低導(dǎo)電阻的同步整流管VT4。在該階段內(nèi)，變壓器原邊勵(lì)磁電感Lm、諧振電感Lr和諧振電容Cr一起處于諧振狀態(tài)，繼續(xù)對(duì)變壓器進(jìn)行磁復(fù)位，諧振電容Cr將其存儲(chǔ)的能量反饋回輸入端。這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-10所示：Fig. 2-10 State 7(t6t7)在這一時(shí)間段內(nèi)有：VinCt61匕t=匕t6”

16、COSR%1r61.Sin%16-Z6-(2-11)Ucrt=Mn叱t6”ZfSind-6),；伙t6VCOS66式中:Z4二,甘諧振電路的特征阻抗1,Lr+Lm *Cc為諧振電路的諧振角頻率在t=t7時(shí)刻，Vm(t)=0乂(t)=Vn,該工作過(guò)程結(jié)束(8)工作模式8(t7t8)在t=t7時(shí)刻，諧振電容兩端的電壓諧振到輸入電壓，即：%(t)=0,Vc,(t)=Mn,副邊同步整流管的體二極管D3和D4開(kāi)始進(jìn)行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V。在該階段內(nèi)，諧振電感Lr和諧振電容Cr一起處于諧振狀態(tài)，將其存儲(chǔ)的能量反饋回輸入端，這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-11所示，在這一時(shí)間段內(nèi)有：(2-12)J

17、tt?”8S|：7t?Ucrt=MnLt7Z7坐訪7t-17式中:1Z2為諧振電路的特征阻抗Lr*Cr為諧振電路的角頻率。Fig. 2-11 State 8(t7 t8)當(dāng)t=t8時(shí)亥I,Cr上的電壓諧振到0V,即：電=0,該諧振過(guò)程結(jié)束。從提高效率的角度來(lái)講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)檩敵鲭娏鹘?jīng)過(guò)的是相對(duì)高導(dǎo)電阻的同步整流管的體內(nèi)寄生二極管D3和D4o(9)工作模式9(t8t9)在t=t8時(shí)刻，Ucr(t)=0,原邊電流經(jīng)過(guò)主功率開(kāi)關(guān)管V的體二極管D因?yàn)橥秸鞴艿捏w二極管D3、D4仍在換流，變壓器原副邊的電壓都被箝位在0V,所以UL.(t)=Vin,即：諧振電感上的電壓等于Vin。這一時(shí)間

18、段等效電路拓?fù)淙鐖D2-12所示。在這一時(shí)間段內(nèi)有：(2-13)krt)-9t-t9,iLrtgLr在t=t9時(shí)刻，給主功率管VTi以導(dǎo)通信號(hào)，VTi導(dǎo)通，該工作階段結(jié)束,因?yàn)榇饲笆撬募纳O管Di導(dǎo)通，所以主管VTi實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通。Fig. 2-12 State 9(t8t9)從提高效率的角度來(lái)講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)樵谠撾A段，不論是原邊電流，還是副邊電流，都是通過(guò)相對(duì)高導(dǎo)電阻的寄生二極管，而不是低導(dǎo)電阻的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗損耗的增加。(10)工作模式10(t9tio)在t=t9時(shí)刻，主功率管VTi導(dǎo)通，在這一階段，同步整流管的體二極管D3、D4繼續(xù)換流，將變壓器的原邊

19、電壓箝位為0V,因此ULr(t尸Vin,即諧振電感上的電壓等于Vino這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-13所示，那么在這一時(shí)間段內(nèi)有：iLrt乎t-t9krt9(2-14)Lr直到t=tio時(shí)刻，副邊寄生二極管D3、D4換流結(jié)束，該諧振階段結(jié)束。Fig. 2-13 State 10(t9t10)從提高效率的角度來(lái)講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)樵谠摴ぷ麟A段， 輸出電流經(jīng)過(guò)的是具有相對(duì)高導(dǎo)通電阻的寄生二極管D3、D4,導(dǎo)通損耗較大。2.3 主功率開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通的條件分析通過(guò)上節(jié)對(duì)變換器工作過(guò)程的分析，可知：箝位開(kāi)關(guān)管VT2能夠通過(guò)它的寄生體二極管實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，而主功率管VTi必須通過(guò)對(duì)電路進(jìn)

20、行合理設(shè)計(jì)才能實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。以下將分析主功率開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通的條件。(1)寄生元件的設(shè)定主功率開(kāi)關(guān)管能否實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，關(guān)鍵取決于在它導(dǎo)通之前的工作階段，即上節(jié)介紹的工作模式8,在該工作階段的初始時(shí)刻，即t=t7時(shí)亥1J,Vm(t)=0,Vcr=Vin,副邊同步整流管的體二極管口3和口4進(jìn)行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V,在該階段，諧振電感Lr和諧振電容Cr一起處于諧振狀態(tài)，諧振電容Cr將其存儲(chǔ)的能量反饋回輸入端。- 2 CrV in MAX為了實(shí)現(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管ZVS開(kāi)通，主功率管的漏源電壓兩端的必須在它開(kāi)通之前能夠降至0V,則需要滿足條件：諧振電感Lr存儲(chǔ)的能量必須大于諧振電容Cr存

21、儲(chǔ)的能量，即：式中:(2-15)ILm(MAX出勵(lì)磁電流白W大值；Vin(MAX蘆輸入電壓的最大值。(2)死區(qū)時(shí)間的設(shè)定為了使主功率開(kāi)關(guān)管VTi和箝位開(kāi)關(guān)管VT2順禾I實(shí)現(xiàn)諧振，必須在它們的驅(qū)動(dòng)脈沖之間加入一定的死區(qū)時(shí)間。圖2-14 死區(qū)時(shí)間的設(shè)定VgS(VT2 )Vgs(vti )Fig. 2-14 The design of dead time如圖2-14所示，是主功率管V-、箝位開(kāi)關(guān)管VT2驅(qū)動(dòng)脈沖之間的 死區(qū)時(shí)間。為了使主功率管 V實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，&1應(yīng)該取足夠大。在實(shí)際 工程設(shè)計(jì)中，&1最好設(shè)計(jì)在諧振周期的1/4左右。因?yàn)檫@樣不僅能保證諧 振電容Cr上的的電壓諧振到零，而且能保證在諧

22、振電感 Lr上的電流反向的 時(shí)候開(kāi)通主功率管VTi,從而確保主管VTi實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。(2-16)：t1_2ULrCr42.4 基于Pspice的電路仿真為了驗(yàn)證上一節(jié)對(duì)有源箝位正激變換器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)理論分析的正確性，采用Pspice仿真軟件，對(duì)有源箝位正激變換器進(jìn)行了仿真。仿真結(jié)果如圖2-15到2-22所示。圖2-15主開(kāi)關(guān)管和箝位開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)20VFig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch10V200Vn0VZVSZVS304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us

23、315.23usVgs（vti）0VVds（vti）-200V303.16us圖2-16主開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)GS及DS波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch精選范本，供參考!圖2-17箝位開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)GS及DS波形Fig.2-17TheGSandDSwaveformsofclampswitch如圖2-15所示：通道一為主功率管VT1的驅(qū)動(dòng)脈沖，通道二為箝位開(kāi)關(guān)管VT2的驅(qū)動(dòng)脈沖。從圖中可以看出，這兩路驅(qū)動(dòng)脈沖之間有一段死區(qū)時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)，變換器原邊的寄生參數(shù)能夠順利諧振，從而保證主功率管VT1和箝位開(kāi)關(guān)管VT2實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通和關(guān)斷。如圖2

24、-16所示：通道一為主功率管V的GS波形，通道二為主功率管VT1的DS波形。從圖中可以看出，在主功率管VT1的驅(qū)動(dòng)脈沖到來(lái)之前，DS兩端的電壓已經(jīng)降為零，因而主功率管VTi實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通；在GS兩端電壓下降到零之前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而主功率管VTi實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管零電壓關(guān)斷。如圖2-17所示：通道一為箝位開(kāi)關(guān)管VT2的GS兩端波形，通道二為箝位開(kāi)關(guān)管的DS兩端波形。從圖中可以看出，在其GS兩端電壓下降到零之前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而箝位開(kāi)關(guān)管VT2實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管零電壓關(guān)斷；在箝位開(kāi)關(guān)管VT2的驅(qū)動(dòng)脈沖到來(lái)之前，其DS兩端的電壓已經(jīng)降為零，因而箝位開(kāi)關(guān)管VT2實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通。如圖2-18所示為箝位電容兩端的電壓波形，因?yàn)樗豢赡苁菬o(wú)窮大，因而在工作過(guò)程中存在一