基于UC的TEC控制

1、摘要：闡述了基于UC3638的PWM雙極性電流控制器構(gòu)成的半導(dǎo)體熱電致冷器(TEC)溫控系統(tǒng)。對(duì)UC3638增強(qiáng)型PWM電機(jī)控制IC的特點(diǎn)進(jìn)行了介紹。給出了由UC3638構(gòu)成的TEC雙極性電流驅(qū)動(dòng)器的設(shè)計(jì)方法。給出的溫控實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了基于UC3638的控制器是可行的。關(guān)鍵詞：UC3638;半導(dǎo)體熱電致冷器;脈寬調(diào)制;雙極性電流控制0 引言半導(dǎo)體熱電致冷器(Thermo-E1ectric Cooler，簡(jiǎn)稱TEC)具有體積小、無(wú)噪音、無(wú)污染等特點(diǎn)。廣泛應(yīng)用于航天、軍事、光電、機(jī)電、醫(yī)療、汽車、通訊等領(lǐng)域。在某類儀器研制過(guò)程中，需要對(duì)金屬塊迅速加熱制冷和恒溫，進(jìn)行熱循環(huán)工藝控制，TEC能很好滿足這

2、種要求。TEC依靠熱交換，從一面吸熱另一面放熱實(shí)現(xiàn)加熱制冷。因TEC電功率幾乎全部轉(zhuǎn)化為熱能QF=UI，僅在TEC吸熱面熱交換量QJ大于發(fā)熱量QF/2(假定電功率產(chǎn)生的熱量在兩面平均分配)時(shí)，且當(dāng)放熱面有效散熱時(shí)，TEC吸熱面才能制冷(吸熱面吸熱量QIN=QJ一QF/2，放熱面散熱量QOUT=QJ+QF/2)。TEC吸熱面或放熱面由TEC電流(TEC可看作是一個(gè)非線性電阻負(fù)載，電流方向隨電壓方向改變)方向決定。吸熱量同時(shí)受溫差和電流大小的影響;且在同一電壓為獲得不同溫差和吸熱量，電流變化很大。因此用TEC加熱制冷，控制電流比電壓好;由于要調(diào)節(jié)電流大小和方向，故把它稱為雙極性電流控制。為實(shí)現(xiàn)熱循

3、環(huán)工藝控制特性，有必要設(shè)計(jì)TEC驅(qū)動(dòng)控制器。1 TEC溫控驅(qū)動(dòng)方案確定溫控對(duì)象形狀多樣，受熱應(yīng)力影響TEC不能做得過(guò)大，所以在很多情況下須用多塊TEC。TEC電氣連接方式有串聯(lián)、并聯(lián)和串并聯(lián)。并聯(lián)使用由于布線較為困難，且驅(qū)動(dòng)時(shí)導(dǎo)通損耗大，所以根據(jù)器件容量及溫控對(duì)象等因素，我們選用串聯(lián)和串并聯(lián)的連接方式?，F(xiàn)有TEC模擬控制lC及電路雖在某個(gè)溫度點(diǎn)控溫精度很高，但主要針對(duì)小功率應(yīng)用，工作電壓較低，不適合大功率下快速變溫，芯片價(jià)格較昂貴。而用微控制器全數(shù)字控制方式產(chǎn)生PWM，因PWM頻率低不利于系統(tǒng)小型化。UC3638是TI公司的增強(qiáng)型電機(jī)控制IC，可構(gòu)成高性能直流電機(jī)PWM驅(qū)動(dòng)電路。它具有差分電流

4、放大器，與誤差放大器配合可構(gòu)成平均電流反饋，所以，還可用于單極性或雙極性可調(diào)電流的場(chǎng)合。采用直流穩(wěn)壓電源，經(jīng)UC3638驅(qū)動(dòng)全橋可獲得雙極性電流，構(gòu)成TEC驅(qū)動(dòng)簡(jiǎn)單易行(當(dāng)然也可設(shè)計(jì)OV起調(diào)直流穩(wěn)流電源，再經(jīng)固態(tài)繼電器構(gòu)成全橋改變電流方向，但設(shè)計(jì)更復(fù)雜，不利于在研制初期快速構(gòu)建系統(tǒng)，以對(duì)整個(gè)儀器做出評(píng)估)。適當(dāng)增加運(yùn)放，UC3638即可構(gòu)成具有直接電流給定和溫度給定(再經(jīng)模擬PID生成電流給定信號(hào))兩種控制方式，且不需微控制器干預(yù)。TEC溫控系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。由PC機(jī)送出溫度點(diǎn)并控制時(shí)間，再由89C52完成溫度的實(shí)時(shí)監(jiān)控和溫度上傳及數(shù)字控制(可選溫度給定或直接電流給定)，經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換，再通過(guò)

5、模擬PID或直接送到模擬隔離放大器;最后由UC3638構(gòu)成的雙極性電流控制器起內(nèi)環(huán)電流調(diào)節(jié)的作用，驅(qū)動(dòng)TEC，對(duì)溫控對(duì)象進(jìn)行加熱制冷。對(duì)象的溫度由溫度傳感器檢測(cè)，經(jīng)信號(hào)調(diào)理放大，一方面送至模擬PID溫度調(diào)節(jié)，另外經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，供89C52完成數(shù)字溫度控制。 2 UC3638芯片介紹UC3638增強(qiáng)型直流電機(jī)PWM控制器，適用于各類直流電機(jī)PWM驅(qū)動(dòng)控制，還可用來(lái)設(shè)計(jì)需要單向或雙向電流驅(qū)動(dòng)的功率放大器，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2所示。它包含有模擬信號(hào)誤差放大器和PWM調(diào)制器;根據(jù)誤差放大輸入信號(hào)的極性和大小，PWM調(diào)制器輸出兩路不同極性和寬度的脈沖串。因此，它可用于雙向調(diào)速系統(tǒng)和其他需要

6、單極性或雙極性可調(diào)電壓或電流的場(chǎng)合。由于改進(jìn)了電路設(shè)計(jì)和提高了集成度，UC3638減少了許多外圍電路元件。它還有以下特點(diǎn)：電路速度有了顯著提高，內(nèi)部有可編程高頻三角波發(fā)生器，高轉(zhuǎn)換速率誤差放大器，高速PWM比較器，PWM開(kāi)關(guān)頻率可達(dá)500kHz。增加的5倍固定增益差分電流放大器和誤差放大器配合，可構(gòu)成平均電流反饋控制電路以提高系統(tǒng)響應(yīng)速度(電流型控制)。兩路60V/50mA集電極開(kāi)路輸出以驅(qū)動(dòng)全橋上管，兩路500mA圖騰柱輸出可驅(qū)動(dòng)全橋下管。可編程引腳AREFIN允許單電源或雙電源工作。振蕩器斜波幅度和PWM死區(qū)經(jīng)5V分壓，由設(shè)置引腳PVSET(振蕩器斜波幅度設(shè)置)和DB(PWM死區(qū)設(shè)置)設(shè)定

7、。另外還包括精確的5V參考電壓輸出，欠壓鎖定，雙向逐周峰值電流保護(hù)，遙控關(guān)斷引腳(可兼做軟啟動(dòng))。 3 雙極性電流控制器的原理和設(shè)計(jì)如圖3所示，由隔離放大器的電流控制信號(hào)Vc經(jīng)R1.，同來(lái)自外加的差動(dòng)電流放大器A1B的電流反饋信號(hào)經(jīng)R3相加，經(jīng)UC3638內(nèi)部的誤差放大器進(jìn)行電流PT凋節(jié)(R2，C1，C2構(gòu)成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò))，再經(jīng)內(nèi)部PWM比較器等形成PWM控制信號(hào)Aoutl.Aout2，B0utl，Bout2，經(jīng)VQ1VQ8形成驅(qū)動(dòng)信號(hào)AoutL，AoutH，BoutL，BoutH，驅(qū)動(dòng)圖4中VT1VT2成的全橋，輸出PWM功率信號(hào)，再經(jīng)L1，L2，C11.C12濾波得到雙極性電流(電壓

8、)對(duì)TEC(圖4中RTEC)供電。橋路電流信號(hào)由電阻RS1，RS2(實(shí)際為多個(gè)低阻值電阻并聯(lián))檢測(cè)，經(jīng)A1A，A1B構(gòu)成的反相放大器放大再送至圖3中的A1B構(gòu)成平均電流反饋。   3.l UC3638外圍電路設(shè)計(jì)1)如圖3及圖5所示，假設(shè)UC3638供電電源為±12V，三角波發(fā)生器振幅為10Vp-p，按UC3638的設(shè)計(jì)要求，腳PVSET的電平按如下設(shè)置：VPK一VVLY=5VIPVSET,VIPVSET=VR6=10/5=2 V，取R6為10 k,IR5=IR6=2/(10×lO3)=O.2 mA， R5=(VAREF一VR6)/IR6=(5

9、-2)/(O.2×lO-3)=15 k。R5取信以實(shí)際調(diào)試為準(zhǔn)。2)如果取1V死區(qū)電壓，5-VDB=1V，VDB=4V，取R12為10 k，IR1=IR12=VDB/R12=4/R12=4/10×103=O.4mA.R11=(5-VDV)/IR11=1/(O.4×10-3)=2.5 k。R11取值以實(shí)際調(diào)試為準(zhǔn)。并聯(lián)C6在R12上可獲得軟啟動(dòng)特性(即上電后死區(qū)由大逐漸減小)。3)取VCC一VSD=8V(小于2.5 V進(jìn)入軟啟動(dòng)狀態(tài))，R14=10 k，IR14=IR15=8/10×l0-3=O 8 mA，R15=(2×VCC-VR14)/H15

10、=(24-8)/(O.8×10-3)=20 k。為現(xiàn)可獲得芯片延遲使能特性：在R14上并聯(lián)電容C8.4)取頻率發(fā)生器外接電容C4為1000 pF，由于f/=l/(5×RT×CT)，取f=35 kHz，R13=RT=1/(5×f×GT)=1/(5×35kHz×1000 pF)5.8k。取R13為6.2 k。當(dāng)RT=6.2 kl時(shí)，腳RT的充電電流限制為2.4 V/6.2 k=O 387 mA。小于規(guī)定的最大1mA限制。5)驗(yàn)算死區(qū)時(shí)間tDB=VDB/(VPK-VVLY)×=(5-VDB)×RT×C

11、T/VPVSET=1×6.8 k×1000 pF/2V=3.4s?？梢?jiàn)死區(qū)時(shí)間遠(yuǎn)大于MOSFET的開(kāi)關(guān)時(shí)間，實(shí)際應(yīng)用中可根據(jù)輸出波形調(diào)整R11。3.2 電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)在實(shí)際應(yīng)用中，由于需要對(duì)多個(gè)TEC模塊串并聯(lián)使用以提高加熱制冷功率，所以驅(qū)動(dòng)輸出電壓電流較大(最大設(shè)計(jì)值±24V/20A，實(shí)測(cè)±25V/17.5A)。為提高效率以減小發(fā)熱，我們采用多個(gè)低阻值電阻并聯(lián)作為電流檢測(cè)取樣電阻。這樣，原有UC3638內(nèi)部的電流檢測(cè)差分放大器放大倍數(shù)不夠，須外加放大器。但實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，PWM驅(qū)動(dòng)器工作時(shí)，由于電路高速開(kāi)關(guān)切換產(chǎn)牛很大的dv/di和di/dt，由此產(chǎn)生共模

12、尖峰電壓，從而引起很大的地線干擾。在采取了減小干擾的各種措施后，因控制器內(nèi)部的電流限制閾值較低(±2.5V)，很容易引起驅(qū)動(dòng)電路自鎖無(wú)輸出。于是，我們根據(jù)其內(nèi)部電路通過(guò)外加運(yùn)放(圖3中A1B和圖4中A1A及A1B)的方式實(shí)現(xiàn)高倍率的差分電流放大和電平移位(將CS+和CS一短路接地以屏蔽內(nèi)部差分放大器)，并將最后的差分電流放大輸出通過(guò)圖3中電阻R4接至CSOUT以實(shí)現(xiàn)最大電流限制功能。同時(shí)在信號(hào)通路上加上小電容以濾除高頻干擾。另外，在MOSFFT柵源極間加電容以減小電路開(kāi)關(guān)切換和密勒電容對(duì)柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的不利影響，該措施和死區(qū)形成電路一起使驅(qū)動(dòng)器可靠工作，不會(huì)發(fā)生上下管直通現(xiàn)象，并有效地

13、提高了控制電路的穩(wěn)定性。3.3 驅(qū)動(dòng)和全橋電路采用NPN和PNP互補(bǔ)開(kāi)關(guān)管對(duì)PWM輸出控制信號(hào)進(jìn)行放大和電平移位。采用P溝道管IRFl4905作為上管，N溝道管IRF3205作為下管構(gòu)成全橋電路。值得注意的是，當(dāng)要求占空比最大值達(dá)到l時(shí)，不能使用普通的泵電路(常用于驅(qū)動(dòng)N溝道上管)對(duì)上管驅(qū)動(dòng)。 3.4 輸出LC濾波電路設(shè)計(jì)如圖6及圖7所示，設(shè)一個(gè)周期內(nèi)TEC兩端電壓Uo近似不變，UAB為橋臂中點(diǎn)間電壓，US為橋臂供電電壓，IL，為電感電流，IOMAX為驅(qū)動(dòng)器最大輸出電流，D為占空比，TS為開(kāi)關(guān)周期，fs為開(kāi)關(guān)頻率，L=L1=L2為濾波電感，C=C1=C2為濾波電容，RTEC為TEC的

14、等效電阻，則由LC輸出濾波電路和橋臂兩端電壓和濾波電感電流波形可得It=(US-Uo)DTS/(2L)=(Us+Uo)9(lD)Ts/(2L) (1)因?yàn)閁o=(2D一1)Us，所以IL=D(1一D)TsUs/L。當(dāng)D=0.5時(shí)IL有最大值ILMAX=Us/(4fsL)?？蛇x擇L使紋波電流IL，不大于LOMAX的(1020)%。由于TEC所能達(dá)到的溫差隨紋波電流的增大會(huì)減小，其近似的降額公式為d/dMAX=1/(1+N2) (2)式中：d是TEC在電流有紋波下所能達(dá)到的溫差;dMAX是TEC在直流電流下所能達(dá)到的最大溫差;N是電流紋波系數(shù)，通常制造商要求電流紋波系數(shù)不得大于10%。由于TEC紋

15、波電流的推導(dǎo)較復(fù)雜，這里儀給出文獻(xiàn)里的一個(gè)估算公式供參考。 式中：fs為振蕩器的頻率也等于PWM電壓的開(kāi)關(guān)頻率;L=L1=L2為濾波器的電感量;C=C1=C2為濾波器的電容量;RTECTEC的等效電阻;VTEC為TEC的直流壓降;ESR為濾波電容的等效串聯(lián)電阻;VS為全橋供電電源電壓。式(3)表明在濾波電感、供電電壓、模塊等確定的情況下，提高開(kāi)關(guān)頻率、增加濾波電容容量，減小濾波電容的等效串聯(lián)電阻可減小電流紋波。當(dāng)然需要權(quán)衡由此增加的電路板面積、功耗等因素來(lái)最終確定L、C、fs的值。4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分別對(duì)直接電流控制方式(PID由89C52完成)和溫度給定控制方式(PID由模擬電路完成)進(jìn)

16、行了實(shí)驗(yàn)，發(fā)現(xiàn)直接電流控制方式，數(shù)字控制算法較難設(shè)計(jì)，控制效果并不比模擬PID控制方式好(僅達(dá)到±O.3)。僅采用適當(dāng)增益的比例調(diào)節(jié)器(有差控制)，并適當(dāng)對(duì)高頻增益進(jìn)行衰減，用89C52給定溫度不做任何調(diào)節(jié)(即數(shù)字控制器開(kāi)環(huán))，短期溫度穩(wěn)定度可達(dá)±O.15左右，但數(shù)字給定溫度開(kāi)環(huán)控制模擬調(diào)節(jié)存在溫度可能不在設(shè)定點(diǎn)上(一方面是相對(duì)于上位PC機(jī)給定溫度，初始D/A給定值不是很準(zhǔn)確，另一方面模擬電路存在漂移)，長(zhǎng)期穩(wěn)定度不好，為此我們利用89C52進(jìn)行數(shù)字目標(biāo)控制，其目的是，即使初始D/A數(shù)字給定值不是很準(zhǔn)確，差12，通過(guò)程序判斷，自動(dòng)調(diào)整89C52送到D/A的數(shù)字量，使最終控制溫度達(dá)到上位PC機(jī)的溫度給定值，實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，在算法合理的情況下，甚至能提高溫度穩(wěn)定度。采取以上措施，溫度穩(wěn)定度小于±O.15(若改進(jìn)算法應(yīng)還有提高的可能，實(shí)驗(yàn)中已觀察到這一點(diǎn)，若溫度控制范圍不大更是如