現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)

1、 9.1 正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(QAM) 9.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(MSK) 9.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(GMSK) 9.4 DQPSK調(diào)制調(diào)制 9.5 OFDM調(diào)制調(diào)制 9.6 擴頻調(diào)制擴頻調(diào)制 9.7 數(shù)字化接收技術(shù)數(shù)字化接收技術(shù)第第 9 章章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)返回主目錄第第 9 章章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù) 9.1正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(QAM) 在現(xiàn)代通信中，提高頻譜利用率一直是人們關(guān)注的焦點之一。近年來，隨著通信業(yè)務(wù)需求的迅速增長，尋找頻譜利用率高的數(shù)字調(diào)制方式已成為數(shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計、研究的主要目標之一。正交振幅調(diào)

2、制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)就是一種頻譜利用率很高的調(diào)制方式，其在中、 大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)、有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。在移動通信中，隨著微蜂窩和微微蜂窩的出現(xiàn)，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。 過去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)中不能應(yīng)用的正交振幅調(diào)制也引起人們的重視 9.1.1MQAM調(diào)制原理調(diào)制原理 正交振幅調(diào)制是用兩個獨立的基帶數(shù)字信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用這種已調(diào)信號在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。 正交振幅調(diào)制信號的一般表示式為 sMQAM(t)= )cos()

3、(ncSnntwnTtgA式中，An是基帶信號幅度，g(t-nTs)是寬度為Ts的單個基帶信號波形。 式(9.1 - 1)還可以變換為正交表示形式: sMQAM(t)= )cos()(ncSnntwnTtgAtwnTtgAtwnTtgAcnSnncnSnnsinsin)(coscos)(sMQAM(t)=令 Xn=An cosn Yn=Ansinn則式(9.1 - 2)變?yōu)?sMQAM(t)=twnTtgYtwnTtgXcnSnncnSnnsinsin)(coscos)(twtytwtXccsin)(cos)(QAM中的振幅Xn和Yn可以表示為 Xn=cnA Yn=dnA 式中，A是固定振幅，

4、cn、dn由輸入數(shù)據(jù)確定。cn、dn決定了已調(diào)QAM信號在信號空間中的坐標點。 QAM信號調(diào)制原理圖如圖 9 - 1 所示。圖中，輸入的二進制序列經(jīng)過串/并變換器輸出速率減半的兩路并行序列， 再分別經(jīng)過2電平到L電平的變換，形成L電平的基帶信號。 為了抑制已調(diào)信號的帶外輻射，該L電平的基帶信號還要經(jīng)過預(yù)調(diào)制低通濾波器，形成X(t)和Y(t)，再分別對同相載波和正交載波相乘。 最后將兩路信號相加即可得到QAM信號。 圖9-1 QAM信號調(diào)制原理圖2到 L電平變換2到 L電平變換預(yù)調(diào)制LPF預(yù)調(diào)制LPF串 / 并變換costsintAmBmy(t)已調(diào)信號輸出 信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。通常

5、，可以用星座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。對于M=16的16QAM來說，有多種分布形式的信號星座圖。 兩種具有代表意義的信號星座圖如圖 9 - 2 所示。在圖 9 - 2(a)中， 信號點的分布成方型，故稱為方型16QAM星座，也稱為標準型16QAM。在圖 9 - 2(b)中，信號點的分布成星型，故稱為星型16QAM星座。 若信號點之間的最小距離為2A，且所有信號點等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號功率為)()(2122nMnndcMAsp 圖 9- 216QAM的星座圖 (a) 方型16QAM星座； (b) 星型16QAM星座(2.61,0)(4.61,0)(2.61,0)(4.61,0)(

6、0,2.61)(0,4.61)(0,4.61)(0,2.61)(3,3)(3,1)(3,1)(3,3)(3,3)(3,1)(3,3)(1,1) (1,1)(a)(b)對于方型16QAM，信號平均功率為22212210)18410824(16)()(AAdcMAspnMnn對于星型16QAM，信號平均功率為 2222212203.14)61. 4861. 24(16)()(AAdcMAspnMnn 兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結(jié)構(gòu)也有重要的差別。一是星型16QAM只有兩個振幅值，而方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點使得

7、在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。 M=4, 16, 32, , 256時MQAM信號的星座圖如圖 9 - 3 所示。其中，M=4, 16, 64, 256 時星座圖為矩形，而M=32, 128 時星座圖為十字形。前者M為2的偶次方，即每個符號攜帶偶數(shù)個比特信息；后者M為2的奇次方，即每個符號攜帶奇數(shù)個比特信息。 若已調(diào)信號的最大幅度為1，則MPSK信號星座圖上信號點間的最小距離為 dMPSK=2 sin M而MQAM信號矩形星座圖上信號點間的最小距離為圖9-3 MQAM信號的星座圖M4M16M256M128M64M32dMQAM= 1212ML 式中，L為星座圖上信號

8、點在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。由式(9.1 - 6)和(9.1 - 7)可以看出，當M=4時，d4PSK=d4QAM，實際上，4PSK和4QAM的星座圖相同。當M=16時，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。 這表明，16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。 9.1.2MQAM解調(diào)原理解調(diào)原理 MQAM信號同樣可以采用正交相干解調(diào)方法， 其解調(diào)器原理圖如圖 9 - 4 所示。解調(diào)器輸入信號與本地恢復(fù)的兩個正交載波相乘后，經(jīng)過低通濾波輸出兩路多電平基帶信號X(t)和Y(t)。多電平判決器對多電平基帶信號進行判決和檢測，再經(jīng)L電平到2電平轉(zhuǎn)換

9、和并/串變換器最終輸出二進制數(shù)據(jù)。 圖 9-4MQAM信號相干解調(diào)原理圖LPF多 電 平 轉(zhuǎn) 換定 時 恢 復(fù)多 電 平 判 決LPFL到 2電 平 變 換并 / 串 變 換載 波 恢 復(fù)L到 2電 平 變 換 9.1.3MQAM抗噪聲性能抗噪聲性能 對于方型QAM，可以看成是由兩個相互正交且獨立的多電平ASK信號疊加而成。因此，利用多電平信號誤碼率的分析方法，可得到M進制QAM的誤碼率為 Pe= )(1log3)1 (02nELLerfcLb式中，M=L2，Eb為每比特碼元能量，n0為噪聲單邊功率譜密度。 圖 9 -5 給出了M進制方型QAM的誤碼率曲線。 圖 9- 5 M進制方型QAM的誤

10、碼率曲線 642 0246810 12 14 16 18 20 22PSKM32QAMM16QAMPSKM4PSKM16QAMM641062551052104251032510225101PMSNR / bit / dB9.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(MSK) 數(shù)字頻率調(diào)制和數(shù)字相位調(diào)制，由于已調(diào)信號包絡(luò)恒定， 因此有利于在非線性特性的信道中傳輸。由于一般移頻鍵控信號相位不連續(xù)、頻偏較大等原因，使其頻譜利用率較低。本節(jié)將討論的MSK(Minimum Frequency Shift Keying)是二進制連續(xù)相位FSK的一種特殊形式。MSK稱為最小移頻鍵控，有時也稱為快速移頻鍵控(FFSK)。

11、所謂“最小”是指這種調(diào)制方式能以最小的調(diào)制指數(shù)(0.5)獲得正交信號； 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內(nèi)，MSK能比2PSK的數(shù)據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。 9.2.1 MSK 的基本原理的基本原理 MSK是恒定包絡(luò)連續(xù)相位頻率調(diào)制， 其信號的表示式為 sMSK(t)= cos )2(kSkctTatw其中kTst(k+1)Ts, k=0, 1, 令SkSkkTktkTtTat) 1(,2)(則式(9.2 - 1)可表示為 sMSK(t)= cosct+k(t) 式中，k(t)稱為附加相位函數(shù)；c為載波角頻率；Ts為碼元寬度；ak為第k個輸入碼元，取值為1；k為第k

12、個碼元的相位常數(shù)，在時間kTst(k+1)Ts中保持不變，其作用是保證在t=kTs時刻信號相位連續(xù)。 令 k(t)=ct+ kSktTa2則skckTawdttd2)(ScTw2ScTw21a1a 由式(9.2 - 5)可以看出，MSK信號的兩個頻率分別為 f1=fc- f1=fc+ ST41ST41中心頻率fc應(yīng)選為 fc= ,.2 , 1,4nTnS式(9.2 - 8)表明，MSK信號在每一碼元周期內(nèi)必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍。fc還可以表示為 fc= STmN1)4(N為正整數(shù)； m=0, 1, 2, 3) 相應(yīng)地MSK信號的兩個頻率可表示為f1= TmNTfSc1)41(41Tm

13、NTffSc1)41(412由此可得頻率間隔為f=f2-f1= MSK信號的調(diào)制指數(shù)為 h=fTs= ST215 . 0212121SSSTTT 當取N=1, m=0 時，MSK信號的時間波形如圖 9 - 6 所示。 對第k個碼元的相位常數(shù)k的選擇應(yīng)保證MSK信號相位在碼元轉(zhuǎn)換時刻是連續(xù)的。根據(jù)這一要求，由式(9.2 - 2)可以得到相位約束條件為圖9-6 MSK 信號的時間波形1001110tOsMSK(t)k=k-1+(ak-1-ak) )1(2K1K) 1(1kKak=ak-1 akak-1 式中，若取k的初始參考值0=0，則k=0 或 (模2)k=0, 1, 2, 上式即反映了MSK信

14、號前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系， 表明MSK信號在第k個碼元的相位常數(shù)不僅與當前碼元的取值ak有關(guān)，而且還與前一碼元的取值ak-1及相位常數(shù)k-1有關(guān)。 由附加相位函數(shù)k(t)的表示式(9.2 - 2)可以看出，k(t)是一直線方程，其斜率為 ， 截距為k。由于ak的取值為1，故 是分段線性的相位函數(shù)。因此，MSK的整個相位路徑是由間隔為Ts的一系列直線段所連成的折線。在任一個碼元期間Ts，若ak=+1，則k(t)線性增加 ；若ak=-1， 則k(t)線性減小 。對于給定的輸入信號序列ak，相應(yīng)的附加相位函數(shù)k(t)的波形如圖 9 - 7 所示。 對于各種可能的輸入信號序列，k(t)的所有可能路

15、徑如圖 9 - 8 所示，它是一個從-2到+2的網(wǎng)格圖。 tTaSk2tTaSk222圖 9 7 附加相位函數(shù)k(t)的波形圖0k(t)111111111ak3 02 3 3 44 xk2TsTs3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Tst232325圖 9 -8MSK的相位網(wǎng)格圖3Ts2 Ts5Ts7Tst 02k (t) 從以上分析總結(jié)得出，MSK信號具有以下特點： （1）MSK信號是恒定包絡(luò)信號； （2）在碼元轉(zhuǎn)換時刻，信號的相位是連續(xù)的，以載波相位為基準的信號相位在一個碼元期間內(nèi)線性地變化 ； （3） 在一個碼元期間內(nèi)， 信號應(yīng)包括四分之一載波周期的整數(shù)倍，信號的頻率偏移等于 ，相應(yīng)的

16、調(diào)制指數(shù)h=0.5。 下面我們簡要討論一下MSK信號的功率譜。對于由式(9.2 - 1)定義的MSK信號，其單邊功率譜密度可表示為2ST41)(2cos)(161 8)(2222ScScSMSKTffTffTfP 根據(jù)式(9.2 - 16)畫出MSK信號的功率譜如圖 9 - 9 所示。 為了便于比較，圖中還畫出了2PSK信號的功率譜。 由圖 9 - 9 可以看出，與2PSK相比，MSK信號的功率譜更加緊湊， 其第一個零點出現(xiàn)在0.75/Ts處，而2PSK的第一個零點出現(xiàn)在1/Ts處。這表明，MSK信號功率譜的主瓣所占的頻帶寬度比2PSK信號的窄；當(f-fc)時，MSK的功率譜以(f-fc)-

17、4的速率衰減，它要比2PSK的衰減速率快得多，因此對鄰道的干擾也較小。 圖 9 - 9MSK信號的歸一化功率譜403020100sT75. 0sT1sT2sT3( f fc ) / Hz功率譜密度 / dBMSK2PSK 9.2.2 MSK調(diào)制解調(diào)原理調(diào)制解調(diào)原理 由MSK信號的一般表示式(9.2 - 3)可得 sMSK(t)= cosct+k(t)=cosk(t) cosct-sink(t) sinct (9.2 - 17) 因為k(t)= +k代入式(9.2 - 17)可得 sMSK(t)=coskcos tTaSk2twTtatwTtcSkkcSsin)2sin(coscos)2()(t

18、IktwTttQtwTtcSkkcSsin)2sin(cos)(cos)2cos(上式即為MSK信號的正交表示形式。其同相分量為xI(t)= cosk cos 也稱為I支路。 其正交分量為xQ(t)=ak cosk sin 也稱為Q支路。cos 和sin 稱為加權(quán)函數(shù)。 由 式(9.2 - 18)可以畫出MSK信號調(diào)制器原理圖如圖 9 - 10 所示。圖中， 輸入二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過差分編碼和串/并變換后， I支路信號經(jīng)cos 加權(quán)調(diào)制和同相載波cosct相乘輸出同相分量xI(t)。 twTtcSkcos)2cos(twTtcScos)2()2(STt)2(STt)2(STt圖9-10 MSK信

19、號調(diào)制器原理圖差 分編 碼串 / 并變 換振 蕩sTf41振 蕩f fc相 移 90帶 通濾 波 器遲 延 Ts輸 入數(shù) 據(jù)MSK信 號akckQkIkIkcos(t / 2Ts )Ikcos(t / 2Ts )cosctQksin(t / 2Ts )sinctQksin(t / 2Ts )sin(t / 2Ts )cos(t / 2Ts ) Q支路信號先延遲Ts，經(jīng)sin 加權(quán)調(diào)制和正交載波sinct相乘輸出正交分量xQ(t)。xI(t)和xQ(t)相減就可得到已調(diào)MSK信號。 MSK信號屬于數(shù)字頻率調(diào)制信號，因此可以采用一般鑒頻器方式進行解調(diào)，其原理圖如圖 9 - 11 所示。鑒頻器解調(diào)方

20、式結(jié)構(gòu)簡單，容易實現(xiàn)。 由于MSK信號調(diào)制指數(shù)較小，采用一般鑒頻器方式進行解調(diào)誤碼率性能不太好，因此在對誤碼率有較高要求時大多采用相干解調(diào)方式。圖 9 - 12 是MSK信號相干解調(diào)器原理圖，其由相干載波提取和相干解調(diào)兩部分組成。 )2(STt圖 9- 11MSK鑒頻器解調(diào)原理圖BPF鑒 頻LPF抽 樣判 決輸 出輸 入圖 9 - 12MSK信號相干解調(diào)器原理圖LPF判 決電 路LPF判 決電 路并 / 串變 換差 分譯 碼載 波恢 復(fù)BPF輸 入輸 出cosctsinct 9.2.3 MSK的性能的性能 設(shè)信道特性為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，MSK解調(diào)器輸入信號與噪聲的合成波為r(t)

21、=cos(ct+ + k +n(t) (9.2 - 21) 式中 n(t)=nc(t) cosct-ns(t) sinct是均值為0，方差為2的窄帶高斯噪聲。 經(jīng)過相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kTs時刻I支路的樣值為 (2kTs)=acosk+(-1)knc (9.2 - 22) 在t=(2k+1)Ts時刻Q支路的樣值為 (2k+1)Ts=aakcosk+(-1)kns QQtTaSk2式中nc和ns分別為nc(t)和ns(t)在取樣時刻的樣本值。在I支路和Q支路數(shù)據(jù)等概率的情況下，各支路的誤碼率為 Ps= 0)(dxxfdxax0222)(exp21)(21rerfc式中， r= 為信噪

22、比。 經(jīng)過交替門輸出和差分譯碼后， 系統(tǒng)的總誤比特率為 Pe=2Ps(1-Ps) (9.2 - 25)MSK系統(tǒng)誤比特率曲線如圖 9 - 13 所示。 由以上分析可以看出，MSK信號比2PSK有更高的頻譜利用率，并且有更強的抗噪聲性能，從而得到了廣泛的應(yīng)用。 222a圖 9- 13MSK系統(tǒng)誤比特率曲線 1081071061051041031024681012誤比特率Pc誤碼率 Psa222r / dBPs , Pc 9.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(GMSK) 由上一節(jié)分析可知，MSK調(diào)制方式的突出優(yōu)點是已調(diào)信號具有恒定包絡(luò)，且功率譜在主瓣以外衰減較快。但是，在移動通信中，對信號帶外

23、輻射功率的限制十分嚴格，一般要求必須衰減70dB以上。從MSK信號的功率譜可以看出，MSK信號仍不能滿足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(GMSK)就是針對上述要求提出來的。GMSK調(diào)制方式能滿足移動通信環(huán)境下對鄰道干擾的嚴格要求，它以其良好的性能而被泛歐數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)(GSM)所采用。 9.3.1GMSK的基本原理的基本原理 MSK調(diào)制是調(diào)制指數(shù)為0.5的二進制調(diào)頻，基帶信號為矩形波形。為了壓縮MSK信號的功率譜，可在MSK調(diào)制前加入預(yù)調(diào)制濾波器，對矩形波形進行濾波，得到一種新型的基帶波形， 使其本身和盡可能高階的導(dǎo)數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。GMSK(GaussianFiltere

24、d Minimum Shift Keying)調(diào)制原理圖如圖9 - 14 所示。 為了有效地抑制MSK信號的帶外功率輻射，預(yù)調(diào)制濾波器應(yīng)具有以下特性： 圖 9 14 GMSK調(diào)制原理圖預(yù)調(diào)制濾波器MSK調(diào)制器輸入輸出 (1) 帶寬窄并且具有陡峭的截止特性； (2) 脈沖響應(yīng)的過沖較??； (3) 濾波器輸出脈沖響應(yīng)曲線下的面積對應(yīng)于/2的相移。 其中條件(1)是為了抑制高頻分量；條件(2)是為了防止過大的瞬時頻偏；條件(3)是為了使調(diào)制指數(shù)為0.5。 一種滿足上述特性的預(yù)調(diào)制濾波器是高斯低通濾波器， 其單位沖激響應(yīng)為exp)(2taath傳輸函數(shù)為H(f)=exp(-2f2 ) (9.3 - 2

25、)式中,是與高斯濾波器的3dB帶寬Bb有關(guān)的參數(shù)，它們之間的關(guān)系為 Bb= 0.5887 如果輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t): s(t)= 2ln211),(nbnnaknTtbab(t),1bT020bTt 其他其中, Tb為碼元間隔。高斯預(yù)調(diào)制濾波器的輸出為x(t)=s(t)*h(t)= )(nbnnTtba式中, g(t)為高斯預(yù)調(diào)制濾波器的脈沖響應(yīng): g(t)=b(t)*h(t)= dhaTbbbbTTTTb)(122daaTbbbbTTTTb)(exp1222當BbTb取不同值時，g(t)的波形如圖 9 - 15 所示。 GMSK信號的表達式為 sGMSK(t)=cos tb

26、bnbcdTnTgaTtw)2(2圖9-15 高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)00.51024681.00.750.50.40.30.2BbTb0.1g(t)式中，an為輸入數(shù)據(jù)。 高斯濾波器的輸出脈沖經(jīng)MSK調(diào)制得到GMSK信號，其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿， 也無拐點，因此，相位路徑得到進一步平滑，如圖 9 - 16 所示。 圖 9 - 17 是通過計算機模擬得到的GMSK信號的功率譜。 圖中，橫坐標為歸一化頻差(f-fc)Tb，縱坐標為功率譜密度，參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元長度Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號的功率譜密度。GMS

27、K信號的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表 9 - 1 給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號中包含給定功率百分比的帶寬。 圖 9 -6GMSK信號的相位路徑222TbTb4t(t)0圖 9 -17GMSK信號的功率譜密度1200.160.20.30.5BbTb: TFMQPSKBbTb(MSK)11010090807060504030201001000.51.01.52.02.5功率譜密度 / dB 圖 9 - 17 是通過計算機模擬得到的GMSK信號的功率譜。圖中，橫坐標為歸一化頻差(f-fc)Tb，縱坐標為功率譜密度，參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元長度

28、Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號的功率譜密度。GMSK信號的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表 9 - 1給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號中包含給定功率百分比的帶寬。 圖 9 - 18 是在不同BbTb時由頻譜分析儀測得的射頻輸出頻譜?？梢?，測量值與圖9 - 17 所示的計算機模擬結(jié)果基本一致。 圖 9 - 19 是GMSK信號正交相干解調(diào)時測得的眼圖?？梢钥闯?， 當BbTb較小時會使基帶波形中引入嚴重的碼間干擾，從而降低性能。當BbTb=0.25 時，GMSK的誤碼率比MSK下降1 dB。 表表 9 1 GMSK信號中包含給定功率百分比的射頻帶寬信號中包含給定功率百分比

29、的射頻帶寬 BbTb 90% 60% 99.9% 99.99% 0.2 0.52Rb 0.79Rb0.99Rb1.22Rb0.25 0.57Rb0.86Rb1.09Rb1.37Rb0. 50.69Rb1.04Rb1.33Rb2.08Rb 0.78Rb1.20Rb2.76Rb6.00Rb圖 9 18 不同BbTb時實測GMSK信號射頻功率譜 圖 9 - 19GMSK信號正交相干解調(diào)的眼圖 9.3.2GMSK的調(diào)制與解調(diào)的調(diào)制與解調(diào) 產(chǎn)生GMSK信號的一種簡單方法是采用鎖相環(huán)(PLL)法， 其原理圖如圖 9 - 20 所示。圖中，輸入數(shù)據(jù)序列先進行 相移BPSK調(diào)制，然后將該信號通過鎖相環(huán)對BPS

30、K信號的相位突跳進行平滑，使得信號在碼元轉(zhuǎn)換時刻相位連續(xù)，而且沒有尖角。該方法實現(xiàn)GMSK信號的關(guān)鍵是鎖相環(huán)傳輸函數(shù)的設(shè)計，以滿足輸出信號功率譜特性要求。 由式(9.3 - 8)，GMSK信號可以表示為正交形式，即 sGMSK(t)=cosct+(t)=cos(t)cosct-sin(t)sinct 2圖 9 -20PLL型GMSK調(diào)制器 移 相 BPSK2鎖 相 環(huán)振 蕩 器輸 入輸 出cosct式中 (t)= dTnTgaTbbtnb)2(2 由式(9.3 - 9)和式(9.3 - 10)可以構(gòu)成一種波形存儲正交調(diào)制器，其原理圖如圖 9 - 21 所示。 波形存儲正交調(diào)制器的優(yōu)點是避免了復(fù)

31、雜的濾波器設(shè)計和實現(xiàn)，可以產(chǎn)生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調(diào)信號。 GMSK信號的基本特征與MSK信號完全相同， 其主要差別是GMSK信號的相位軌跡比MSK信號的相位軌跡平滑。因此， 圖 9 - 12所示的MSK信號相干解調(diào)器原理圖完全適用GMSK信號的相干解調(diào)。 GMSK信號也可以采用圖 9 - 22 所示的差分解調(diào)器解調(diào)。圖 9 - 22(a)是1比特差分解調(diào)方案，圖 9 - 22(b)是2比特差分解調(diào)方案。 圖 9 21 波形存儲正交調(diào)制器產(chǎn)生GMSK信號cos函 數(shù) 表象 限控 制sin函 數(shù) 表D / A變 換D / A變 換LPFLPFBPF輸 出輸 入cosctsinct 圖9

32、-22GMSK 信號差分解調(diào)器原理（a)1比特差分調(diào)節(jié)器 （b)2比特差分解調(diào)器BPF時 延 Tb90 移 相LPF抽 樣判 決信 號輸 入輸 出BPF時 延 2TbLPF抽 樣判 決信 號輸 入輸 出(a)(b)限 幅 器 9.3.3GMSK系統(tǒng)的性能系統(tǒng)的性能 假設(shè)信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度為n0。 GMSK信號相干解調(diào)的誤比特率下界可以表示為 Pe= rderfc0min2221 式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hilbert空間中發(fā)送數(shù)據(jù)“1”和“0”對應(yīng)的復(fù)信號u1(t)和u0(t)之間的最小距離， 即 dttutudtttutu201)(),(

33、2min2110)()(min 在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測得的GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線如圖9 - 23 所示。由圖可以看出，當BbTb=0.25 時，GMSK的性能僅比MSK下降1dB。由于移動通信系統(tǒng)是快速瑞利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過實際測試。 例 9 - 1為了產(chǎn)生BbTb=0.2的GMSK信號，當信道數(shù)據(jù)速率Rb=250 kb/s時， 試求高斯低通濾波器的3dB帶寬。并確定射頻信道中99% 的功率集中在多大的帶寬中？ 解 由題中條件可知碼元寬度為 usRTbb410250113圖9-23 例相信道下GMSK相干解調(diào)誤比

34、特率曲線 BbTb(MSK)0.250.20理想BPSK檢測前高斯BPFBbTb0.6310610510410310210146810121416BEREbNo/ dB因為BbTb=0.2，可求出3 dB帶寬為 Bb= kHzTb501042 . 02 . 06所以3dB帶寬為50kHz。 為了確定99%功率帶寬，查表 9 - 1 可知： B=0.79Rb=0.79250103=197.5 kHz所以99%功率帶寬為197.5kHz。 9.4 DQPSK 調(diào)制調(diào)制 DQPSK( -Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shift Keyin

35、g)是一種正交相移鍵控調(diào)制方式，它綜合了QPSK和OQPSK兩種調(diào)制方式的優(yōu)點。 DQPSK有比QPSK更小的包絡(luò)波動和比GMSK更高的頻譜利用率。在多徑擴展和衰落的情況下， DQPSK比OQPSK的性能更好。 DQPSK能夠采用非相干解調(diào)，從而使得接收機實現(xiàn)大大簡化。 DQPSK已被用于北美和日本的數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)。 444444 9.4.1 DQPSK的調(diào)制原理的調(diào)制原理 在 DQPSK調(diào)制器中，已調(diào)信號的信號點從相互偏移 的兩個QPSK星座圖中選取。圖 9 - 24 給出了兩個相互偏移 的星座圖和一個合并的星座圖，圖中兩個信號點之間的連線表示可能的相位跳變。可見， 信號的最大相位跳變

36、是 。 另外，由圖 9 - 24 還可看出，對每對連續(xù)的雙比特其信號點至少有 的相位變化，從而使接收機容易進行時鐘恢復(fù)和同步。 DQPSK調(diào)制器原理圖如圖 9 - 25所示。輸入的二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過串/并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號Ik和正交支路信號Qk，Ik和Qk的符號速率是輸入數(shù)據(jù)速率的一半。在第k個碼元區(qū)間內(nèi)，差分相位編碼器的輸出和輸入有如下關(guān)系:44444344 圖 9- 24 DQPSK信號的星座圖 4QkIkQkIk(a)(b)QkIk(c)圖 9-25 DQPSK調(diào)制器原理圖 4LPFLPF輸出cosctsinct差分相位編碼串 / 并變換輸入QkIk Ik=Ik-1cos

37、k-Qk-1sink (9.4 - 1) Qk=Ik-1sink+Qk-1cosk式中，k是由差分相位編碼器的輸入數(shù)據(jù)xk和yk所決定的。 采用Gray編碼的雙比特（xk，yk）與相移k的關(guān)系如表 9 - 2所示。差分相位編碼器的輸出Ik和Qk共有五種取值： 為了抑制已調(diào)信號的帶外功率輻射，在進行正交調(diào)制前先使同相支路信號和正交支路信號Ik和Qk通過具有線性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為 . 1,21, 0)( fH1,2) 12(sin121afT00f Ta21Ta21 fTa21fTa21表表 9 2 采用采用Gray編碼的雙比特編碼的雙比特(xk, yk)

38、與相移與相移k的關(guān)系表的關(guān)系表 xkyk00011110k443434 式中，g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形，k為第k個數(shù)據(jù)期間的絕對相位。k可由以下差分編碼得出: k=k-1+k (9.4 - 5) DQPSK是一種線性調(diào)制，其包絡(luò)不恒定。若發(fā)射機具有非線性放大，將會使已調(diào)信號頻譜展寬，降低頻譜利用率。 為了提高功率放大器的動態(tài)范圍，改善輸出信號的頻譜特性， 通常采用具有負反饋控制的功率放大器。 4 9.4.2 DQPSK的解調(diào)的解調(diào) DQPSK可以采用與4DPSK相似的方式解調(diào)。 在加性高斯白噪聲(AWGN)信道中，相干解調(diào)的 DQPSK與4DPSK有相同的誤碼性能。為了便于實現(xiàn)，經(jīng)常采

39、用差分檢測來解調(diào) DQPSK信號。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由于不依賴相位同步，差分檢測提供了較好的誤碼性能。 DQPSK信號基帶差分檢測器的原理圖如圖 9 - 26 所示。 在解調(diào)器中，本地振蕩器產(chǎn)生的正交載波與發(fā)射載波頻率相同， 但有固定的相位差。解調(diào)器中同相支路和正交支路兩個低通濾波器的輸出分別為444圖 9 26 基帶差分檢測器原理圖BPFLPFLPF抽 樣差 分解 碼抽 樣差 分解 碼判 決電 路判 決電 路并 / 串變 換cosct sinct輸 出輸 入 ck=cos(k-) (9.4 - 6) dk= sin(k-) 兩個序列ck和dk送入差分解碼器進行解碼， 其解碼關(guān)系

40、為ek=ckck-1+dkdk-1 =cos(k-)cos(k-1-)+sin(k-)sin(k-1-) =cos(k-k-1)=cosk (9.4 - 8) fk=dkck-1-ckdk-1 =sin(k-)cos(k-1-)+cos(k-)sin(k-1-) =sin(k-k-1)= sink (9.4 - 9) k=arctan )(kkfe 根據(jù)表 9 - 2 和式(9.4 - 10)就可以得到調(diào)制數(shù)據(jù)， 再經(jīng)過并/串變換即可恢復(fù)出發(fā)送的數(shù)據(jù)序列。 DQPSK信號還可以采用FM鑒頻器檢測，其原理圖如圖 9 -27 所示。該檢測器由帶通濾波器、限幅器、FM鑒頻器、 積分器、模2校正電路、

41、差分相位譯碼及并/串變換電路組成。 除了基帶差分檢測、鑒頻器檢測方法外， DQPSK信號還可以采用中頻差分檢測方法解調(diào)，并且三種解調(diào)方式是等價的。 44圖 9 -27 DQPSK信號鑒頻器檢測 BPF限 幅FM鑒 頻 器積 分清 除模2差 分解 碼信 號 輸 入輸 出4DQPSK并 / 串變 換 9.4.3 DQPSK系統(tǒng)的性能系統(tǒng)的性能 在加性高斯白噪聲信道條件下，采用基帶差分檢測， DQPSK系統(tǒng)的誤比特率為 Pe=e-2r 4rnnnerIrI200)2(21)2() 12(式中，r= ，In是第一類第n階修正貝塞爾(Bessel)函數(shù)。 誤比特率曲線如圖 9 - 28 所示。 對于基帶

42、差分檢測來說，當收發(fā)兩端存在相位漂移=2fT時，將會使系統(tǒng)誤比特率增加，圖 9 -28 中給出了不同fT時的誤比特率曲線。可以看出，當fT=0.025， 即頻率偏差為碼元速率的2.5%時，在一個碼元期間內(nèi)將產(chǎn)生9的相位差。在誤比特率為10-5時，該相位差將會引起 1 dB左右的性能惡化。 0nEb圖 9- 28 DQPSK系統(tǒng)的誤比特率曲線 4f T051015202510610510410310210110002468101214PeEbNo/ dB9.5OFDM 調(diào)調(diào) 制制 前面幾節(jié)所討論的數(shù)字調(diào)制解調(diào)方式都是屬于串行體制， 和串行體制相對應(yīng)的一種體制是并行體制。它是將高速率的信息數(shù)據(jù)流經(jīng)

43、串/并變換，分割為若干路低速率并行數(shù)據(jù)流，然后每路低速率數(shù)據(jù)采用一個獨立的載波調(diào)制并疊加在一起構(gòu)成發(fā)送信號，這種系統(tǒng)也稱為多載波傳輸系統(tǒng)。多載波傳輸系統(tǒng)原理圖如圖 9 - 29 所示。 在并行體制中， 正交頻分復(fù)用(OFDM)方式是一種高效調(diào)制技術(shù)，它具有較強的抗多徑傳播和頻率選擇性衰落的能力以 及 較 高 的 頻 譜 利 用 率 ， 因 此 得 到 了 深 入 的 研 究 。 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系統(tǒng)已成功地應(yīng)用于接入網(wǎng)中的高速數(shù)字環(huán)路HDSL、非對稱數(shù)字環(huán)路ADSL， 高清晰度電視HDTV的地面廣播系統(tǒng)。在移動通信

44、領(lǐng)域，OFDM是第三代、第四代移動通信系統(tǒng)準備采用的技術(shù)之一 圖 9-29 多載波傳輸系統(tǒng)原理圖編 碼映 射串 / 并變 換調(diào)制器相加信道相 干解 調(diào)譯 碼判 決輸 出輸 入并 / 串變 換 9.5.1OFDM基本原理基本原理 OFDM是一種高效調(diào)制技術(shù)，其基本原理是將發(fā)送的數(shù)據(jù)流分散到許多個子載波上，使各子載波的信號速率大為降低， 從而能夠提高抗多徑和抗衰落的能力。為了提高頻譜利用率，OFDM方式中各子載波頻譜有 重疊， 但保持相互正交， 在接收端通過相關(guān)解調(diào)技術(shù)分離出各子載波， 同時消除碼間干擾的影響。 OFDM信號可以用復(fù)數(shù)形式表示為sOFDM(t)= tmjwMmmetd)(10式中

45、m=c+m 為第m個子載波角頻率，dm(t)為第m個子載波上的復(fù)數(shù)信號。dm(t)在一個符號期間Ts上為常數(shù)，則有 dm(t)=dm 若對信號sOFDM(t)進行采樣，采樣間隔為T，則有 sOFDM(kT)= kTmjwMmmed10kTwmwjMmmCed)(10假設(shè)一個符號周期Ts內(nèi)含有N個采樣值，即 Ts=NT OFDM信號的產(chǎn)生是首先在基帶實現(xiàn)，然后通過上變頻產(chǎn)生輸出信號。因此，基帶處理時可令c=0，則式(9.5 - 4)可簡化為kTwmwjMmmCed)(10sOFDM(kT)=將上式與離散傅立葉反變換(IDFT)形式 g(kT)= MmkjMmeMTmG/210)( 相比較可以看出

46、，若將dm(t)看作頻率采樣信號，則sOFDM(kT)為對應(yīng)的時域信號。比較式(9.5 - 6) 和式(9.5 - 7)可以看出，若令 f= STNT11則式(9.5 - 6) 和式(9.5 - 7)相等。 由此可見，若選擇載波頻率間隔f= ，則OFDM信號不但保持各子載波相互正交，而且可以用離散傅立葉變換(DFT)來表示。 在OFDM系統(tǒng)中引入DFT技術(shù)對并行數(shù)據(jù)進行調(diào)制和解調(diào)， 其子帶頻譜是 函數(shù)，OFDM信號頻譜結(jié)構(gòu)如圖 9 - 30 所示。OFDM信號是通過基帶處理來實現(xiàn)的，不需要振蕩器組， 從而大大降低了OFDM系統(tǒng)實現(xiàn)的復(fù)雜性。 T1T1圖 9 - 30OFDM信號頻譜結(jié)構(gòu) (a)

47、(b) 9.5.2OFDM信號調(diào)制與解調(diào)信號調(diào)制與解調(diào) OFDM信號的產(chǎn)生是基于快速離散傅立葉變換實現(xiàn)的， 其產(chǎn)生原理如圖 9 - 31 所示。圖中，輸入信息速率為Rb的二進制數(shù)據(jù)序列先進行串/并變換。根據(jù)OFDM符號間隔Ts，將其分成ct=RbTs個比特一組。這ct個比特被分配到N個子信道上， 經(jīng)過編碼后映射為N個復(fù)數(shù)子符號Xk，其中子信道k對應(yīng)的子符號Xk代表bk個比特，而且 ct=10NKkb在Hermitian對稱條件: Xk=X*2N-k, 0k2N-k 圖 9 - 31OFDM信號產(chǎn)生原理圖編 碼映 射IFFT并 / 串變 串D / A變 換LPF上變頻輸 入輸 出串 / 并變 換

48、 的約束下，2N點快速離散傅立葉反變換(IFFT)將頻域內(nèi)的N個復(fù)數(shù)子符號Xk變換成時域中的2N個實數(shù)樣值xk(k=0, 1, , 2N-1)，加上循環(huán)前綴xk=x2N+k(k=-1, , -J)之后，這2N+J個實數(shù)樣值就構(gòu)成了實際的OFDM發(fā)送符號。xk經(jīng)過并/串變換之后，通過時鐘速率為fs= 的D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器輸出基帶信號。 最后經(jīng)過上變頻輸出OFDM信號。 OFDM信號接收端的原理圖如圖 9 - 32 所示， 其處理過程與發(fā)送端相反。接收端輸入OFDM信號首先經(jīng)過下變頻變換到基帶，A/D轉(zhuǎn)換、串/并變換后的信號去除循環(huán)前綴， 再進行2N點快速離散傅立葉變換(FFT)得到一幀數(shù)據(jù)

49、。為了對信道失真進行校正，需要對數(shù)據(jù)進行單抽頭或雙抽頭時域均衡。 最后經(jīng)過譯碼判決和并/串變換，恢復(fù)出發(fā)送的二進制數(shù)據(jù)序列。 STJN 2圖 9 - 32OFDM信號接收原理圖下變頻LPFA / D變 換FFT均衡譯 碼判 決并 / 串變 換輸 入輸 出串 / 并變 換 由于OFDM采用的基帶調(diào)制為離散傅立葉反變換，可以認為數(shù)據(jù)的編碼映射是在頻域進行的，經(jīng)過IFFT變換為時域信號發(fā)送出去。接收端通過FFT恢復(fù)出頻域信號。 為了使信號在IFFT、FFT前后功率保持不變，DFT和IDFT應(yīng)滿足以下關(guān)系10),2exp()(1)(10NkkNnjnxNkXNn10),2exp()(1)(10NnnN

50、kjkxNnXNk 在OFDM系統(tǒng)中，符號周期、載波間距和子載波數(shù)應(yīng)根據(jù)實際應(yīng)用條件合理選擇。符號周期的大小影響載波間距以及編碼調(diào)制遲延時間。若信號星座固定，則符號周期越長，抗干擾能力越強，但是載波數(shù)量和FFT的規(guī)模也越大。各子載波間距的大小也受到載波偏移及相位穩(wěn)定度的影響。一般選定符號周期時應(yīng)使信道在一個符號周期內(nèi)保持穩(wěn)定。子載波的數(shù)量根據(jù)信道帶寬、數(shù)據(jù)速率以及符號周期來確定。OFDM系統(tǒng)采用的調(diào)制方式應(yīng)根據(jù)功率及頻譜利用率的要求來選擇。常用的調(diào)制方式有QPSK和16QAM方式。另外，不同的子信道還可以采用不同的調(diào)制方式，特性較好的子信道可以采用頻譜利用率較高的調(diào)制方式，而衰落較大的子信道應(yīng)

51、選用功率利用率較高的調(diào)制方式，這是OFDM系統(tǒng)的優(yōu)點之一。 9.5.3OFDM系統(tǒng)性能系統(tǒng)性能 1. 抗脈沖干擾抗脈沖干擾 OFDM系統(tǒng)抗脈沖干擾的能力比單載波系統(tǒng)強很多。 這是因為對OFDM信號的解調(diào)是在一個很長的符號周期內(nèi)積分， 從而使脈沖噪聲的影響得以分散。事實上，對脈沖干擾有效的抑制作用是最初研究多載波系統(tǒng)的動機之一。提交給CCITT的測試報告表明，能夠引起多載波系統(tǒng)發(fā)生錯誤的脈沖噪聲的門限電平比單載波系統(tǒng)高11 dB。 2. 抗多徑傳播與衰落抗多徑傳播與衰落 OFDM系統(tǒng)把信息分散到許多個載波上，大大降低了各子載波的信號速率，使符號周期比多徑遲延長，從而能夠減弱多徑傳播的影響。若再采

52、用保護間隔和時域均衡等措施 可以有效降低符號間干擾。保護間隔原理如圖 9 - 33 所示。 圖 9 33 保護間隔原理保護間隔有效符號周期第 i 幀第 i1 幀第 i1 幀 3. 頻譜利用率頻譜利用率 OFDM信號由N個信號疊加而成，每個信號頻譜為函數(shù)并且與相鄰信號頻譜有1/2重疊，如圖 9 - 34 所示。 設(shè)信號采樣頻率為1/T，則每個子載波信號的采樣速率為 ， 即載波間距為 ，若將信號兩側(cè)的旁瓣忽略， 則頻譜寬度為 BOFDM=(N-1) xxsinNT1NT1NTNNTNT121OFDM的符號速率為 RB= TNNT11圖 9- 34OFDM信號頻譜結(jié)構(gòu)1 / NT1 / NT(N1)

53、 / NT 比特速率與所采用的調(diào)制方式有關(guān)， 若信號星座點數(shù)為M， 則比特率為 Rb= log2M (9.5 - 15)因此，OFDM的頻譜利用率為OFDM= = log2M (9.5 - 16) 對于串行系統(tǒng)，當采用MQAM調(diào)制方式時，頻譜利用率為 MQAM= 比較式(9.5 - 16)和式(9.5 - 17)可以看出，當采用MQAM調(diào)制方式時，OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率比串行系統(tǒng)提高近一倍。 MBRMQAMb2log21T1MQAMbBR219.6 擴頻調(diào)制擴頻調(diào)制 由于頻譜是一個有限的資源，以上所研究的各種調(diào)制方式的一個主要設(shè)計思想就是減小傳輸帶寬，提高頻譜利用率。 然而，在一些應(yīng)用中，我

54、們也得考慮通信系統(tǒng)的多址能力， 抗干擾、抗阻塞能力以及隱蔽能力等。擴頻技術(shù)是解決以上問題的有效措施。擴頻系統(tǒng)則是將發(fā)送的信息擴展到一個很寬的頻帶上，通常要比發(fā)送的信息帶寬寬很多。在接收端，通過相關(guān)檢測恢復(fù)出發(fā)送的信息。擴頻系統(tǒng)對于單個用戶來說頻譜利用率很低，但是擴頻系統(tǒng)允許很多用戶在同一個頻帶中同時工作，而不會相互產(chǎn)生明顯的干擾。 當采用碼分多址(CDMA)技術(shù)，實現(xiàn)多用戶工作時，擴頻系統(tǒng)的頻譜效率就變得較高。 擴頻系統(tǒng)具有以下主要特點： （1） 抗干擾和抗衰落、 抗阻塞能力強； （2） 多址通信時頻譜利用率高； （3） 信號的功率譜密度很低， 有利于信號的隱蔽。 擴頻通信系統(tǒng)的工作方式有：

55、直接序列擴頻(Direct Sequence Spread Spectrum)、 跳變頻率擴頻(Frequency Hopping Spread Spectrum)、跳變時間擴頻(Time HoppingSpread Spectrum)和混合擴頻。 以擴頻技術(shù)為基礎(chǔ)的碼分多址(CDMA)方式已得到廣泛應(yīng)用， 并確定為第三代移動通信系統(tǒng)的多址方式。 9.6.1直接序列擴頻直接序列擴頻(DS-SS) 1. 直接序列擴頻原理直接序列擴頻原理 直接序列擴頻(DS-SS)系統(tǒng)是將偽隨機(PN)序列直接與基帶脈沖數(shù)據(jù)相乘來擴展基帶信號。 偽隨機序列的一個脈沖或符號稱為一個“碼片”。 采用二進制相移調(diào)制的D

56、S系統(tǒng)調(diào)制器原理圖如圖 9 - 35 所示。 設(shè)基帶數(shù)據(jù)序列m(t)為 m(t)= )(asnnnTtga 式中，an為信息碼，取值為1；Ta為信息碼時間間隔。 在一個碼元期間, 基帶信號m(t)的平均功率為 圖 9- 35 二進制相移調(diào)制的DS系統(tǒng)調(diào)制器原理圖基 帶BPFPN碼產(chǎn) 生 器cosctr(t)m(t)cPN (t)Pm= aTadttmT02)(1偽隨機碼產(chǎn)生器產(chǎn)生的偽隨機序列cPN(t)為 cPN(t)= )(CcnnnTtgc式中，cn為偽隨機序列碼元，取值為1；Tc為偽隨機序列碼元時間間隔。通常，偽隨機序列碼元時間間隔遠遠小于數(shù)據(jù)序列碼元時間間隔，即TcTa。帶寬擴展因子為

57、 Be= caaCTTRR 式中，Rc為偽隨機序列碼速，Ra為數(shù)據(jù)序列碼速。cPN(t)的平均功率為 Pc= dtCTCTtPNC02)(1擴展后的序列d(t)為d(t)=m(t)cPN(t)= )(CcnnnTtgd式中 dn= +1，若an=cn-1， 若an cn經(jīng)過2PSK調(diào)制后，輸出擴頻信號為 s(t)=d(t)cosct=m(t)cPN(t) cosct式中, c為載波角頻率。 直接序列擴頻系統(tǒng)解調(diào)器原理如圖9 - 36 所示。圖中， 輸入DS-SS信號首先進行2PSK解調(diào)，然后與偽隨機序列相乘進行接擴。為了正確恢復(fù)信號，在接收端產(chǎn)生的偽隨機序列必須與即將接收的擴頻信號中的偽隨機序

58、列同步。設(shè)解調(diào)器輸入為 r(t)=s(t)+n(t)=m(t)cPN(t) cosct+n(t) 式中，n(t)=nc(t) cosct-ns(t) sinct為加性高斯噪聲。 2PSK解調(diào)輸出為 x(t)= )(cos)()(21tntwtctmcPN圖 9 36 直接序列擴頻系統(tǒng)解調(diào)器原理低 通積 分m(t)cosctcPN (t)經(jīng)解擴后輸出為mo(t)= Pcm(t)+no(t) (9.6 - 10)式中, 第一項即是所需要的發(fā)送數(shù)據(jù)。 擴頻系統(tǒng)的抗干擾能力可以用處理增益來衡量， 處理增益越大，抗帶內(nèi)干擾的能力越強。處理增益定義為GP=通?？捎梅重惐硎荆?即21iiNSNS/00輸入信

59、噪比輸出信噪比GP=)(/lg1000dBNSNSii對于直接序列擴頻系統(tǒng)， 處理增益可表示為 GP= CaaCaCiiTTRRBBNSNS/00 式表示，直接序列擴頻系統(tǒng)的處理增益為擴頻信號射頻帶寬Bc與數(shù)據(jù)信息帶寬Ba的比值，或為偽隨機序列碼速Rc與數(shù)據(jù)序列碼速Ra之比。在不同的干擾情況下，式(9.6 -13)會有所不同。 例如，在CDMA系統(tǒng)中，傳輸?shù)男畔⒋a速率為19.2kb/s， 擴頻碼速率為1228.8kb/s，則系統(tǒng)的處理增益為GP= dBRRaC06.18642 .198 .1228 圖 9 - 37 所示為直接序列擴頻系統(tǒng)對帶內(nèi)窄帶干擾的抑制原理。解調(diào)器輸入端信號和窄帶干擾的功

60、率譜如圖 9 - 37(a)所示，解擴后輸出信號和干擾的功率譜如圖 9 - 37(b)所示?？梢?，解擴后信號帶寬減小，功率譜增大，而干擾的功率譜擴展后帶寬展寬，功率譜降低。解調(diào)器的濾波器將大部分信號頻帶外的干擾濾除，從而提高直接序列擴頻系統(tǒng)的抗干擾能力。 2. 雙四相擴頻調(diào)制與解調(diào)雙四相擴頻調(diào)制與解調(diào) 為了提高擴頻系統(tǒng)的頻譜利用率，調(diào)制方式可以采用四相調(diào)制，調(diào)制器原理圖如圖9 - 38 所示。調(diào)制器輸出信號為s(t)=mI(t)cIPN(t)cosct+mQ(t)cQPN(t)sinct 圖 9 37 直接序列擴頻系統(tǒng)對帶內(nèi)窄帶干擾的抑制原理 (a) 寬帶濾波器輸出; (b) 解擴展后相關(guān)器輸