基于CCM的單相BoostPFC電路的設(shè)計(jì)與仿真

1、摘要近年來(lái)，為了避免“電網(wǎng)污染”，如何抑制諧波電流、提高功率因數(shù)成了備受關(guān)注的問(wèn)題，而有源功率因數(shù)校正技術(shù)正是行之有效的方法。尤其是在單相Boost型電路中得到了廣泛的應(yīng)用。它是在橋式整流器與負(fù)載接一個(gè)DC-DC變換器，應(yīng)用控制電路的電壓電流雙環(huán)反饋，使電網(wǎng)輸入電流波形趨于正弦化且相位保持與輸入電壓相同，從而大幅降低THD,使得PF接近于1。交流輸入電壓通過(guò)全橋后，得到全波整流電壓，再經(jīng)過(guò)MOS管的開(kāi)關(guān)控制使輸入電流自動(dòng)跟隨輸入電壓基準(zhǔn)的正弦化脈動(dòng)，并獲得穩(wěn)定的升壓輸出，給負(fù)載提供直流電壓源。本文先簡(jiǎn)要介紹了功率因數(shù)校正技術(shù)的現(xiàn)狀與發(fā)展，著重討論了有源功率因數(shù)校正的原理、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制方式等內(nèi)

2、容，然后對(duì)控制器UC3854進(jìn)行了簡(jiǎn)單的構(gòu)造分析，最后設(shè)計(jì)出基于UC3854芯片CCM工作模式的Boost PFC電路。關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正，Boost變換器，電流連續(xù)模式，平均電流控制，UC3854ABSTRACTIn recent years, in order to avoid "grid pollution", how to suppress the harmonic current, improve the power factor has become a concern, and active power factor correction technol

3、ogy is an effective method. Especially in single-phase Boost-type circuit has been widely used. It is in the bridge rectifier and the load connected to a DC-DC converter, the application of the control circuit voltage and current double loop feedback, so that the grid input current waveform tends to

4、 be sinusoidal and phase to maintain the same with the input voltage, thereby significantly reducing the THD, making PF close In 1. AC input voltage through the full bridge, the full-wave rectifier voltage, and then through the MOS tube switch control so that the input current automatically follows

5、the input voltage reference sinusoidal pulsation, and obtain a stable boost output to the load to provide DC voltage source.In this paper, the present situation and development of power factor correction technology are briefly introduced. The principle, topology and control mode of active power fact

6、or correction are discussed emphatically. Then, the simple structure analysis of controller UC3854 is carried out. Finally, Chip CCM operating mode Boost PFC circuit.Keywords: Active Power FactorCorrection, Boost converter,Current Continuous Mode, Average current control, UC3854目錄1 緒論11.1 功率因數(shù)校正的背景意

7、義11.2 功率因數(shù)校正的發(fā)展概述1功率因數(shù)校正的實(shí)現(xiàn)方法分類(lèi)2按PFC電路使用的元器件分類(lèi)21.3.2 按供電方式分類(lèi)21.3.3 按PFC電路的級(jí)聯(lián)方式分類(lèi)21.3.4 按PFC電路的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分類(lèi)21.4 本文所做的主要工作22 功率因數(shù)校正原理42.1 功率因數(shù)42.1.1 功率因數(shù)的定義42.1.2 功率因數(shù)與總諧波失真系數(shù)（THD）的關(guān)系4功率因數(shù)校正的任務(wù)4電源電流波形失真原因簡(jiǎn)析52.2 有源功率因數(shù)校正的基本原理52.3 有源功率因數(shù)校正的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)62.4 有源功率因數(shù)校正的工作模式及控制方式7電流斷續(xù)模式（Discontinuous Current Mode,DCM）7電

8、流臨界模式（Boundary Conduction Mode,BCM）8電流連續(xù)模式（Continuous Current Mode,CCM）93 PFC主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)13本PFC電路的設(shè)計(jì)指標(biāo)133.2 Boost變換器的工作原理13主電路元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)15開(kāi)關(guān)頻率的選擇15升壓電感的選擇15輸出電容的選擇15開(kāi)關(guān)管和二極管的選擇164 基于UC3854控制電路的設(shè)計(jì)174.1 UC3854控制器概述174.2 UC3854控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和功能特點(diǎn)174.2.1 UC3854控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)174.2.2 UC3854控制器的功能特點(diǎn)184.3 UC3854控制電路各參數(shù)設(shè)計(jì)

9、194.3.1 電流感測(cè)電阻的選擇194.3.2 峰值電流限制194.3.3 前饋電壓信號(hào)204.3.4 乘法器的設(shè)定204.3.5 乘法器的輸入電流204.3.6 乘法器的輸出電流204.3.7 振蕩器的頻率214.3.8 電流誤差放大器的補(bǔ)償214.3.9 電壓誤差放大器的補(bǔ)償224.3.10 前饋電壓濾波電容224.4 UC3854的仿真電路及仿真波形展示23總結(jié)27致謝28參考文獻(xiàn)291緒論1.1 功率因數(shù)校正的背景意義世界工業(yè)化進(jìn)程的加快，使得市面上用電設(shè)備的樣式越來(lái)越多、它們的容量也越來(lái)越大。但是這些電器設(shè)備大都不是純阻性負(fù)載，而是具有非線(xiàn)性特性的阻抗負(fù)載。因?yàn)槿绱?，電網(wǎng)端輸電進(jìn)入

10、這些設(shè)備后，輸入電流往往會(huì)滯后電網(wǎng)電壓，從而產(chǎn)生一個(gè)相位角。這樣就導(dǎo)致了電網(wǎng)所供應(yīng)的電能并不完全能被用電設(shè)備給利用，除去轉(zhuǎn)化為有用功的部分電能，其余都以磁能的形式儲(chǔ)存在儲(chǔ)能元器件中而不能被釋放。這就使得電網(wǎng)電能的利用率大幅下降。這種現(xiàn)象的普遍存在直接致使了電網(wǎng)的電能質(zhì)量下跌。另外一些電力電子裝置的大面積應(yīng)用也使得大量諧波電流出現(xiàn)在電網(wǎng)輸入端，引起輸入電流畸變以造成“電網(wǎng)污染”。然而大量建設(shè)發(fā)電站并不能很好的解決“電網(wǎng)污染”所造成的供電緊張問(wèn)題，從成本和環(huán)保等方面來(lái)說(shuō)也并不符合當(dāng)下的“低碳”、“綠色”和“環(huán)?！钡戎黝}。因此，為了抑制高次諧波污染，提高電能質(zhì)量，設(shè)法提高有關(guān)電氣產(chǎn)品的功率因數(shù)就變得

11、重要。1.2 功率因數(shù)校正的發(fā)展概述最初的PFC概念是針對(duì)線(xiàn)性負(fù)載而言的，這時(shí)候就不用考慮諧波失真情況，它要求輸入設(shè)備的電壓與電流為同頻率同相位的正弦波即可。但是對(duì)于多數(shù)為感性負(fù)載的電氣設(shè)備，此方式所得到的PF顯得差強(qiáng)人意。因此為了提升PF，通常在這種感性負(fù)載兩端并聯(lián)電容，起移相作用，此方法被稱(chēng)作PF并聯(lián)補(bǔ)償。但是該法對(duì)于輸入電流波形嚴(yán)重失真的狀況不作為，這就迫使人們探求新的PFC方案。后來(lái)，在早期的開(kāi)關(guān)電源中，無(wú)源功率因數(shù)校正（PPFC）開(kāi)始嶄露頭角。它是在直流源端或橋式整流器后添加一個(gè)LC網(wǎng)絡(luò)，應(yīng)用電感電流不能突變的特性，來(lái)增加二極管的導(dǎo)通角，使得輸入電流失真有了較大的改善。但是該方法有其

12、明顯的劣勢(shì)，即能達(dá)到的PF并不理想，而且體積龐大、成本高。后來(lái)被更為先進(jìn)的，由二極管、電容、小電感等無(wú)源器件構(gòu)成的PPFC電路拓?fù)渌〈?。隨著對(duì)PFC效果的追求越來(lái)越高，使得輸入總諧波失真（THD）達(dá)到足夠低，有源功率因數(shù)校正技術(shù)（APFC）漸漸發(fā)展了起來(lái)。20世紀(jì)80年代初，飛利浦公司開(kāi)發(fā)的單燈管和雙燈官電子鎮(zhèn)流器采用了由分立元件組成的APFC電路，使得PF得到了以上。但是其電路的結(jié)構(gòu)過(guò)于復(fù)雜，因產(chǎn)品的成本體積問(wèn)題而使其應(yīng)用受到了限制。APFC的發(fā)展與電力電子器件的發(fā)展緊密相關(guān),依托于微電子技術(shù)的飛速發(fā)展，基于控制IC的APFC技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。該技術(shù)相比之前的方法，成本、體積、校正效果等各方面

13、都有了很大的進(jìn)步。功率因數(shù)校正的實(shí)現(xiàn)方法分類(lèi)按使用的變換器是否含有源器件，PFC可分為有源功率因數(shù)校正（APFC）和無(wú)源功率因數(shù)校正（PPFC）。PPFC一般是指整流橋后直接加LC濾波電路來(lái)增大導(dǎo)通角，進(jìn)而降低輸入電流失真度來(lái)提高PF。但是該種電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，且PF較低，只適用于小容量電子設(shè)備。APFC則是通過(guò)專(zhuān)門(mén)的控制IC對(duì)輸入電流進(jìn)行控制，使其跟隨輸入電壓正弦脈動(dòng)，它的功率因數(shù)可以達(dá)到以上，但是結(jié)構(gòu)相較PPFC復(fù)雜很多。1.3.2按供電方式分類(lèi)按照供電方式不同，PFC可分為單相與三相功率因數(shù)校正電路。單相適用于小功率工作場(chǎng)合，三相則適合中大功率的工作場(chǎng)合。1.3.3 按PFC電路的級(jí)聯(lián)方式分

14、類(lèi)按照級(jí)聯(lián)方式不同，可分為單級(jí)PFC和兩級(jí)PFC。單級(jí)PFC電路結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，其特點(diǎn)是PFC變換器與斬波變換器是一個(gè)整體電路且共用一個(gè)功率管，這使得電路成本較低，但是它所能達(dá)到的PF沒(méi)有兩級(jí)來(lái)得高。兩級(jí)PFC電路一般是前級(jí)為升壓變換器，后級(jí)為斬波器，它倆都由各自電路控制且有自己的功率管，一般適用于大功率場(chǎng)合。1.3.4 按PFC電路的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分類(lèi)PFC電路大致有四種基本類(lèi)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分別為降壓(Buck)型、升壓（Boost）型、降壓升壓（Buck-Boost）型、Cuck型。在第二章中，會(huì)為各個(gè)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)一步做介紹。1.4 本文所做的主要工作本文第一章為緒論，介紹了功率因數(shù)這個(gè)話(huà)題的背景

15、意義及發(fā)展歷程，并對(duì)其根據(jù)不同的方式分了類(lèi)；第二章為對(duì)有源功率因數(shù)的較為詳細(xì)的介紹，主要分析了APFC電路的基本原理、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)種類(lèi)、工作模式及其電流控制方式的特點(diǎn)，使讀者對(duì)APFC電路有個(gè)大致的認(rèn)知。第三章涉及到了本次電路的主電路參數(shù)設(shè)計(jì)工作，先是分析了所采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的原理，再有依據(jù)地對(duì)每個(gè)元器件的參數(shù)進(jìn)行選取。第四章是本次電路所采取的芯片介紹和其外圍電路參數(shù)的選取，另外附上了Saber仿真過(guò)程中相關(guān)電路圖與波形圖的展示，為本次設(shè)計(jì)提供了直觀生動(dòng)的校正結(jié)果。2功率因數(shù)校正原理功率因數(shù)2.1.1 功率因數(shù)的定義功率因數(shù)用來(lái)表示電路交流（AC）電源的利用率，其定義為有功功率（P）與視在功率（S）

16、的比值，即PF=PF=VI1COSVI=I1I×cos=cos(2.1)式中：V 表示輸入電壓有效值；I1 表示輸入電流的基波有效值； I 表示輸入電流有效值（含諧波） 表示輸入電壓與同相位基波之間的相位角=I1I 表示輸入電流的失真系數(shù)2.功率因數(shù)與總諧波失真系數(shù)（THD）的關(guān)系輸入電流的方均根值(即有效值)的計(jì)算公式為I=I12+I22+In2 (2.2)注：In為n次諧波的有效值總諧波失真率THD為T(mén)HD=n=2In2I1 (2.3)有I1n=1In2=11+THD2即 PF=11+THD2cos(2.4)2.由公式（2.1）可得，提高功率因數(shù)需要完成兩個(gè)指標(biāo)：（1）使輸入電流

17、與輸入電壓保持同相位，即cos=1。（2）消除諧波，使輸入電流逼近正弦波，即1。此時(shí)，PF將大大提高，近似為1，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。波形失真原因簡(jiǎn)析如圖為采用橋式整流和大容量電容濾波電路的開(kāi)關(guān)型電源。由于整流二極管的單向?qū)ㄐ?，只有?dāng)橋后輸入電壓瞬時(shí)值高于濾波電容的兩端電壓時(shí)，整流元件才有電流流過(guò)，當(dāng)其瞬時(shí)值小于電容兩端電壓時(shí)，整流元件因反向偏置而截至。因此，橋后全波整流電壓的每個(gè)周期內(nèi)，只有在其峰值附近，整流二極管才能導(dǎo)通，從而使輸入電流形成尖峰脈沖。這種尖脈沖電流里含有大量的諧波成分，直接導(dǎo)致了線(xiàn)路功率因數(shù)的嚴(yán)重下降。 圖2-1 沒(méi)有采用PFC技術(shù)的電路與仿真結(jié)果有源功率因數(shù)校正的基本原

18、理有源功率因數(shù)校正是當(dāng)下解決諧波污染問(wèn)題、提高功率因數(shù)最行之有效的方法。其原理框圖如2-2所示。APFC的基本思想為：電網(wǎng)端輸入電壓通過(guò)全橋整流后得到全波整流電壓，經(jīng)過(guò)變換器進(jìn)行DC-DC變換，之后通過(guò)對(duì)MOS管的導(dǎo)通頻率進(jìn)行控制使輸入電流的平均值自動(dòng)追蹤全波整流電壓的相位變化，且波形逼近正弦波。一般來(lái)說(shuō)，APFC電路具有電流環(huán)和電壓環(huán)兩個(gè)反饋控制環(huán)。其中，電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，其作用是使輸入電流與輸入電壓保持同相位且波形逼近正弦波；電壓環(huán)為外環(huán)，其作用是使輸出電壓為穩(wěn)定的直流電壓。 圖2-2 有源功率因數(shù)校正原理圖有源功率因數(shù)校正的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)常見(jiàn)的PFC斬波變換器主要有降壓(Buck)型、升壓（Boo

19、st）型、降壓升壓（Buck-Boost）型、Cuck型四種基本類(lèi)型。圖2-3給出了這四種類(lèi)型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路圖。圖2-3 常見(jiàn)的四種基本PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下面是各拓?fù)錂C(jī)構(gòu)的工作特點(diǎn)簡(jiǎn)括：（1） Buck型：具有降壓變換功能；噪聲大，濾波困難，MOS管電壓應(yīng)力也較大；工作在電流連續(xù)或斷續(xù)模式，功率因數(shù)不高。故很少被采用。（2） Boost型：具有升壓變換功能；在整流橋后有接升壓電感，起到對(duì)輸入電流濾波的作用且有利于電磁兼容設(shè)計(jì)；當(dāng)輸出功率一定時(shí)，該變換器有較小輸出電流，可選用小容量輸出電容；能夠達(dá)到近似為1的功率因數(shù)值。它是目前應(yīng)用最廣泛的PFC變換器（3） Buck-Boost型：具有任意升降壓變

20、換功能，使電路輸出變得靈活；并聯(lián)于電路中間的電感使得輸入輸出電流脈動(dòng)幅度增大，導(dǎo)致電路變得復(fù)雜；輸入與輸出的電壓極性相反；適用于150W以下的小功率電路設(shè)計(jì)。與Buck型一樣應(yīng)用很少。（4） Cuck型：具有升降壓變換功能；因主電路前后都有電感存在，使得輸入與輸出電流脈動(dòng)變小，因此該變換器一般不需要添加EMI濾波器；輸出電壓與輸入電壓極性相反。也不常用。有源功率因數(shù)校正的工作模式及控制方式在APFC校正電路中，依據(jù)電感上電流的連續(xù)情況可分為斷續(xù)傳導(dǎo)模式（DCM）、臨界傳導(dǎo)模式（BCM）、連續(xù)傳導(dǎo)模式（CCM）三種工作模式。每一種工作模式都有其自身的特點(diǎn)及適用范圍。當(dāng)APFC工作在DCM模式時(shí)，

21、一般采用電壓跟隨的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正；當(dāng)APFC工作在CCM模式時(shí)，一般需要添加乘法器來(lái)采取輸入電流信號(hào)進(jìn)一步對(duì)開(kāi)關(guān)管頻率進(jìn)行控制。（Discontinuous Current Mode,DCM）DCM控制模式主要用電壓跟隨的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。該方法不用對(duì)輸入電壓和輸入電感電信號(hào)進(jìn)行采樣，它只要加一個(gè)輸出電壓反饋環(huán)便能實(shí)現(xiàn)電壓跟隨，電路中不需要使用乘法器，所以它的內(nèi)環(huán)控制將會(huì)簡(jiǎn)化不少。但是這種控制方法也存在明顯的劣勢(shì)：輸入電流存在大量紋波電流，加大開(kāi)關(guān)損耗，影響整個(gè)電路的使用壽命；另外輸出電壓也好有大量紋波成分，直接影響后級(jí)電路。DCM通常適用于對(duì)功率因數(shù)值要求不高并且功率相對(duì)小的系統(tǒng)。由于小功

22、率電路中的升壓電感比較小，在MOS管的每個(gè)周期的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，電感中的儲(chǔ)能總能全部釋放完以傳輸至負(fù)載或輸出電容上，因此電感電流出現(xiàn)值為0的斷續(xù)情況。圖2-4 DCM控制原理圖及電感電流波形（前為定占空比，后為變占空比）臨界模式（Boundary Conduction Mode,BCM）BCM控制模式一般采用變頻控制，由于電感電流在兩個(gè)開(kāi)關(guān)周期之間存在等于零的分界點(diǎn)，使電感始終處于臨界導(dǎo)電模式。該模式實(shí)現(xiàn)了MOS管零電流導(dǎo)通，且整流管沒(méi)有反向恢復(fù)，功率因數(shù)高，通常適用中小功率設(shè)備。圖2-5 BCM電流型控制原理圖及電感電流波形2.4.3電流連續(xù)模式（Continuous Current Mode,

23、CCM）CCM控制模式通常適用于大功率場(chǎng)合（250W3000W），它選取的升壓電感較大使得電感電流脈動(dòng)小，流過(guò)開(kāi)關(guān)管的有效值也小，使輸入電流總諧波失真（THD）控制在0.05內(nèi)，幾乎能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)（UPS），即PF=1。電感電流連續(xù)的控制電路一般都有一個(gè)乘法器和電流檢測(cè)環(huán)路，它是樣輸入端的輸入電流和整流輸入電壓信號(hào)以及負(fù)載端的輸出電壓信號(hào)一起調(diào)制功率開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)，以達(dá)到輸入電流跟隨輸入電壓波形的目的。示意圖如下：圖2-6 CCM控制原理圖CCM模式下的電流控制方式主要有峰值電流模式（Peak Current Control）、平均電流控制（Average Current Control

24、）和滯環(huán)電流控制（Hysteretic Current Control）三種。1、 峰值電流控制峰值電流控制方式的環(huán)路示意圖如圖2-7所示。其特點(diǎn)是在電感電流未達(dá)到參考基準(zhǔn)電流值前，開(kāi)關(guān)管始終為通態(tài)，此時(shí)電感電流呈線(xiàn)性上升狀態(tài)；當(dāng)電感電流上升至與基準(zhǔn)電流值相同時(shí)，那么該點(diǎn)即為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電感電流峰值，開(kāi)關(guān)管截至，隨后便線(xiàn)性下降等待下一個(gè)周期的來(lái)臨?；鶞?zhǔn)電流是根據(jù)電壓放大器輸出和輸入整流電壓的乘積決定（通過(guò)乘法器實(shí)現(xiàn)）。開(kāi)關(guān)管的頻率由定頻時(shí)鐘控制，不固定。電感電流峰值的包絡(luò)線(xiàn)隨著輸入電壓脈動(dòng)，從而達(dá)到功率因數(shù)校正目的。圖2-7 峰值電流控制原理圖及電感電流波形2、平均電流控制平均電流控制電路

25、在功率開(kāi)關(guān)管固定頻率下工作，其電感上的電流平均值跟隨參考正弦電流，如圖2-8所示。首先，對(duì)輸出電壓進(jìn)行采樣，將其與參考電壓作為電壓誤差放大器VA的兩個(gè)輸入。隨后將電壓放大器的輸出信號(hào)與輸入整流電壓的乘積（通過(guò)乘法器實(shí)現(xiàn)）作為基準(zhǔn)電流與輸入電流一同作為電流誤差放大器的輸入，該放大器的作用是平均化處理輸入電流的高頻分量。放大器后的平均電流誤差與鋸齒波比進(jìn)行比較，通過(guò)驅(qū)動(dòng)控制開(kāi)關(guān)管的占空比，從而準(zhǔn)確地校正電流誤差。圖2-8 平均電流控制原理圖及電感電流波形平均電流控制的優(yōu)點(diǎn)：（1） 有高增益的電流環(huán)帶寬（2） 無(wú)電流跟隨誤差（3） PF可達(dá)以上（4） EMI小、失真度低（5） 抗噪聲干擾能力強(qiáng)（6）

26、 固定開(kāi)關(guān)頻。（7） 適用大功率環(huán)境3、 滯環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制是最為簡(jiǎn)單的電流控制方式。它的控制器輸入端有兩個(gè)基準(zhǔn)電流參考信號(hào)，作為上下限，還有個(gè)輸入端用來(lái)檢測(cè)APFC上的電感電流，然后將其與上下限作比較。大致過(guò)程為：當(dāng)電感電流觸碰到下限電流時(shí)，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，電流線(xiàn)性上升；當(dāng)電感電流觸碰到上限時(shí)，開(kāi)關(guān)管立馬截至，電流線(xiàn)性下降。它是依據(jù)工作頻率來(lái)對(duì)功率管的開(kāi)關(guān)進(jìn)行控制。示意如圖2-9。 圖2-9 滯環(huán)電流控制原理圖及電感電流波形優(yōu)點(diǎn)：（1）有高增益的電流環(huán)帶寬（2）動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速（3）無(wú)電流跟蹤誤差缺點(diǎn)：（1）開(kāi)關(guān)頻率受負(fù)載英雄較大（2）濾波電路不易設(shè)置3PFC主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)本PFC

27、電路的設(shè)計(jì)指標(biāo)（1）輸入電壓：80270V AC（2）輸入頻率：50Hz（3）輸出電壓：400VDC（4）輸出功率：250W（5）功率因數(shù)PF>96%（6）輸入電流THD<5%3.2 Boost變換器的工作原理Boost型變換器的原理圖及工作波形如圖3-1所示。該主電路由全橋(為方便起見(jiàn)，本電路用一個(gè)直流源代替)、儲(chǔ)能電感L、MOS管、二極管VD和濾波電容C組成。開(kāi)關(guān)管的周期為T(mén)，導(dǎo)通時(shí)長(zhǎng)為ton ，截至?xí)r長(zhǎng)為toff ,占空比為D（D=tonT）。其工作原理是：當(dāng)開(kāi)關(guān)管為導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，直流輸入電壓Vi向電感L充電，二極管VD因反向偏置而截至。此期間流過(guò)電感L的電流IL1是近似線(xiàn)性上

28、升的鋸齒波形，并以磁能形式存儲(chǔ)在電感L中。同時(shí)，電容C上的電壓向負(fù)載R供電。在此期間儲(chǔ)能電感L中流過(guò)電流的變化量為：IL1=ViLton(3-1)當(dāng)開(kāi)關(guān)管為截至狀態(tài)時(shí)，二極管VD正向?qū)?，電感L上的兩端電壓極性反置，將導(dǎo)通時(shí)儲(chǔ)存的能量傳輸至濾波電容C和負(fù)載R。在此期間電感L上的電流IL2是近似線(xiàn)性下降的鋸齒波形。此時(shí)儲(chǔ)能電感L流過(guò)電流的變化量為：IL2=Vi-VOLtoff(3-2)為了達(dá)到動(dòng)態(tài)平衡，一個(gè)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通期間儲(chǔ)能電感L所儲(chǔ)存的能量應(yīng)等于截至期間電感L所釋放的能量，這樣才能為負(fù)載提供一個(gè)穩(wěn)定的直流輸出電壓。因此就有公式ViLton=Vi-VOLtoff（3-3）整理得VO=ton

29、toffVi=Vi11-D（3-4）圖3-1 Boost型主電路及各點(diǎn)信號(hào)波形主電路元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)Boost型變換器的驅(qū)動(dòng)控制電路設(shè)計(jì)幾乎與整個(gè)電路所要求達(dá)到的功率值無(wú)關(guān)。譬如，一個(gè)3000W功率以上的PFC電路與一個(gè)50WPFC電路的控制器幾乎相同。所以，依據(jù)設(shè)定好的設(shè)計(jì)指標(biāo)，我們得把輸入端電壓的最大最小值及其頻率范圍、最大輸出功率等都先確定出來(lái)。開(kāi)關(guān)頻率的選擇工作頻率的選擇一般與功率器件、效率、輸出功率等級(jí)有關(guān)。通常為了減少電流失真并保持高的變換效率，開(kāi)關(guān)頻率必須得夠高。對(duì)于本設(shè)計(jì)，折中且為了數(shù)值方便考慮，采用100kHz的開(kāi)關(guān)頻率。升壓電感的選擇輸入側(cè)高頻紋波電流大小取決于電感值，而峰

30、-峰值紋波電流值通常為最大峰值電流的20%左右。因此，只要先計(jì)算出最大峰值電流，再進(jìn)一步推出紋波電流大小即可選擇出合適的電感值。輸入正弦電流的最大峰值出現(xiàn)在最小電網(wǎng)電壓的峰值處：Ipk=2×PVin min（3-5）本設(shè)計(jì)的輸出功率為250W，最小電網(wǎng)電壓為80V，代入上式計(jì)算得最大峰值電流Ipk為。進(jìn)一步得紋波電流峰-峰值 ：I=電感值根據(jù)最低半波整流電壓的峰值、在此電壓時(shí)的占空比D以及開(kāi)關(guān)頻率來(lái)選擇：Vin=×80=113.12V, fs=100kHz,D=VO-VINVO=0.71L=VIN×Dfs×I（3-6）由上式可得，取整為1mH。輸出電容的

31、選擇輸出電容的參數(shù)選擇主要由維持時(shí)間、輸出電壓紋波、開(kāi)關(guān)頻率紋波電流和直流輸出電壓等因素決定。本設(shè)計(jì)中，主要考慮的是維持時(shí)間。它是指輸入端電網(wǎng)電壓置零后，輸出電壓仍能保持要求范圍內(nèi)的時(shí)長(zhǎng)，一般該時(shí)長(zhǎng)為1550ms。維持時(shí)長(zhǎng)又是輸出電容、輸出電壓、負(fù)載最低工作電壓等參數(shù)的函數(shù)。本例中維持時(shí)間對(duì)電容值得要求為每瓦輸出12uF。輸出電容計(jì)算公式如下：CO=2×POUT×tVO2-VO(min)2 （3-7）上式中POUT=250W, t=64ms，VO(min)=300V,求得CO=457uF,這里選用450uF的電解電容。開(kāi)關(guān)管和二極管的選擇開(kāi)關(guān)管和二極管的選擇必須要考慮到整個(gè)

32、電路的工作可靠性和穩(wěn)定性。通常，開(kāi)關(guān)管的額定電流須高于流過(guò)電感的電流峰值，其額定電壓須不小于輸出電壓。二極管與開(kāi)關(guān)管的要求相同。二極管的響應(yīng)要快，這樣能使開(kāi)關(guān)損耗減小。本例方案中，需要的是快速高壓型的二極管，擊穿電壓為600V，反向恢復(fù)時(shí)間為35ns，正向額定電流為8A。本次設(shè)計(jì)的電路的開(kāi)關(guān)損耗主要由二極管的反向恢復(fù)電流導(dǎo)致。4基于UC3854控制電路的設(shè)計(jì)4.1 UC3854控制器概述UC3854是一種高功率因數(shù)校正的集成控制電路芯片，它能依靠電壓電流雙環(huán)反饋來(lái)使輸入電流波形正弦化。該器件能最大程度地利用供電電流使輸入電流失真度降到最低，可執(zhí)行所有PFC的功能4.2 UC3854控制器的內(nèi)部

33、結(jié)構(gòu)和功能特點(diǎn)4.2.1 UC3854控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)UC3854的主要構(gòu)成：(1) 電壓誤差放大器VA(2) 模擬乘法器M(3) 電流誤差放大器CA(4) 固頻脈寬調(diào)制器(5) RS觸發(fā)器(6) 參考電壓(7) MOS管柵極驅(qū)動(dòng)器圖4-1 UC3854內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖4.2.2 UC3854控制器的功能特點(diǎn)UC3854適用于升壓型功率因數(shù)校正電路的CCM工作模式，它是采用恒頻控制的平均電流控制方式，95%的最大占空比，單信號(hào)輸出，軟啟動(dòng)，有輸入電源欠壓保護(hù)和輸出過(guò)載保護(hù)功能。它的控制PF能達(dá)到，THD<5%，適用于全球電網(wǎng)電壓（80270V），有高精度基準(zhǔn)電壓和精度的參考電壓。其各引腳功能

34、如表4-1所示。引腳號(hào)引腳符號(hào)引腳功能1GND接地端：電壓測(cè)量均以該腳為基準(zhǔn)。2PKLMT峰值限流端：該腳門(mén)限電流為0V，電流感測(cè)電阻負(fù)端與其相連。3CA out電流放大器輸出端：該腳檢測(cè)并放大輸入電流，向PWM控制器發(fā)送校正信號(hào)。4Isense電流放大器反相輸入端：用于輸入電流信號(hào)取樣，其信號(hào)為負(fù)，引腳電壓不低于。5Multout乘法輸出端與電流放大器的同相輸入端6IAC乘法器的AC電流輸入端：作用為檢測(cè)整流輸入電壓。7VA out電壓放大器輸出端：該腳可調(diào)節(jié)輸出電壓。8VRMS有效值電壓輸入端：整流輸入電壓由電阻分壓后加到該腳，一般為至之間。9VREF參考電壓輸出端()：可為外部電路提供1

35、0mA的電流。該腳與地間接一個(gè)的電容。10ENA使能比較器輸入端：通常接一個(gè)+5V電壓。11Vsense電壓放大器的反相輸入端：主電路的輸出電壓經(jīng)分壓后加至該腳，該腳與電壓放大器輸出端還需添加RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。12Rset該腳到地接一個(gè)電阻用作振蕩器充電電流和乘法器最大輸出電流接入。13SS軟啟動(dòng)端：與電壓誤差放大器同相端相連。14CT振蕩器定時(shí)電容接入端：可據(jù)此設(shè)定振蕩器頻率fosc。15Vcc正極性電壓源：該腳單通門(mén)限為16V，為吸收MOS管柵極電容充電時(shí)產(chǎn)生的尖峰電流，該腳到地需接一個(gè)旁路電容。16GTDRV柵極驅(qū)動(dòng)電壓輸出端：該腳用來(lái)輸出電壓來(lái)驅(qū)動(dòng)MOS管。設(shè)計(jì)時(shí)一般在該腳至柵極間串入個(gè)大

36、于5k的電阻，以免輸出電流過(guò)載。表4-1 UC3854引腳功能介紹4.3 UC3854控制電路各參數(shù)設(shè)計(jì)4.3.1 電流感測(cè)電阻的選擇電感電流檢測(cè)有兩種方式。一種是在變換器到地之間接一個(gè)檢測(cè)電阻Rs，另一種是使用電流互感器。本例選擇前一種方式。該檢測(cè)電阻的要求為兩端產(chǎn)生的電壓信號(hào)夠小但不能產(chǎn)生過(guò)大能量損耗，又得夠大以防止噪聲干擾，因此1V壓降是個(gè)不錯(cuò)的選擇?？紤]到最大峰值電流（算上紋波）為Ipeak max=Ipeak+I=4.42+0.9=5.32A（4-1）這里選取，最壞情況下也只能產(chǎn)生左右的壓降。4.3.2峰值電流限制當(dāng)電感電流的瞬時(shí)值電流超過(guò)峰值電流的最大限制值時(shí)，引腳2被拉至負(fù)電位，

37、使開(kāi)關(guān)管截止。該限制值由參考電壓到電流感測(cè)電阻間的分壓電阻選取所決定。分壓電阻Rpk1的值一般取10k，該款芯片的Vref為。分壓電阻Rpk2計(jì)算公式為：Rpk2=VRSRpk1VREF=1.4×107.51.87k（4-2）式中， VRS是感應(yīng)電阻Rs兩端電壓。流經(jīng)Rpk2的電流大約為1mA，峰值電流限值為，Rpk2取1.8 k。另外此電路可加個(gè)小電容Cpk來(lái)抗噪聲。4.3.3前饋電壓信號(hào)平方器工作的電壓區(qū)域?yàn)橹灵g,VFF是其輸入電壓。前饋電壓VFF由于內(nèi)部的鉗位作用被限制在。輸入電壓的分壓電路有3個(gè)電阻RFF1、RFF2 、RFF3和兩個(gè)電容 CFF1、 CFF2構(gòu)成,它們將作為

38、兩個(gè)輸出濾波器。這些電阻和電容形成一個(gè)二階低通濾波器，使得其直流輸出是和半波輸入電壓的平均值成正比的。平均值是有效值的90%，如電網(wǎng)的有效值為220V，它的峰值為311V,平均值為198V。VFF分壓器需滿(mǎn)足兩個(gè)直流條件。在高輸入線(xiàn)路電壓下，VFF須小于，否則VFF將被鉗制而使前饋失去了它的作用。在低輸入線(xiàn)路電壓時(shí)，VFF須等于，這就得靠分壓電阻實(shí)現(xiàn),如果小于這個(gè)值，內(nèi)部限流器將使乘法器輸出保持恒定。本設(shè)計(jì)中，分壓電阻RFF1為910k，RFF2為91 k，RFF3為20 k。當(dāng)為最大電網(wǎng)電壓270V時(shí)，直流均值是243V，此時(shí)VFF的最大值為；當(dāng)為最小電網(wǎng)電壓80V時(shí)，直流均值為72V，此時(shí)

39、VFF為。4.3.4乘法器的設(shè)定乘法器是APFC校正電路的核心器件。其輸出直接與電流環(huán)路掛鉤,進(jìn)而能控制輸入電流的波形狀況,從而來(lái)使功率因數(shù)得到提升。乘法器的設(shè)計(jì)順序與一般電路設(shè)計(jì)的由輸出再?zèng)Q定輸入條件不同，它是必須由輸入端開(kāi)始設(shè)計(jì)。它同時(shí)具有三個(gè)輸入信號(hào)：控制電流IAC（引腳6）、前饋電壓有效值VFF（引腳8）、電壓放大器輸出電壓VVEA（引腳7）。電流Imo（引腳5）作為乘法器的輸出電流：Imo=KmIAC(VVEA-1)VFF2（4-3）式中，Km=1，IAC是整流電壓的控制電流，VVEA是電壓放大器輸出信號(hào)，VFF為前饋電壓。4.3.5 乘法器的輸入電流乘法器的工作電流來(lái)自通過(guò)RVAC

40、的輸入電壓，乘法器在相對(duì)高電流下的線(xiàn)性度較好，但是推薦的最大電流為。當(dāng)處于電網(wǎng)最高電壓270V時(shí)對(duì)應(yīng)的峰值電壓為382V,IC引腳6電壓是6V，設(shè)置為620k的RVAC能通過(guò)最大電流值為。由于引腳6的電壓是,當(dāng)輸入電壓VIN為0時(shí)，需要在添加一個(gè)偏置電流,即在參考電壓VREF和腳6之間間接1個(gè)電阻Rb1，這樣能使得IAC就提供較小偏置電流，Rb1=RVAC4，取150 k。4.3.6乘法器的輸出電流Imo=KmIAC(VVEA-1)VFF2（4-4）乘法器的最大輸出電流Imo發(fā)生在電網(wǎng)最低電壓（80V）的波峰處。而此時(shí)整流電壓控制電流為：IAC=2VIN minRVAC=2×8062

41、0k=182A（4-5）上式中，VVEA為5V,VFF2為2，則Imo最大值為365uA。Imo小于兩倍的IAC。電流Iset為乘法器的輸出電流提高了另一個(gè)限制點(diǎn)。Imo小于3.75RSET，對(duì)本例而言，最大值RSET=10.27k，取10k。乘法器輸出電流Imo必須與一個(gè)和電感電流成正比的電流進(jìn)行加成，才可以構(gòu)成一個(gè)電流反饋環(huán)。該功能的實(shí)現(xiàn)將由串接在乘法器輸出端與電流感測(cè)電阻間的Rmo完成，而乘法端器輸出端將成為該加成的求和節(jié)點(diǎn)。ImoRmo=iLRS（4-6）上式為Rmo的約束方程。感測(cè)電阻Rs為,電感電流峰值限制在，那么根據(jù)關(guān)系可得Rs兩端的峰值電壓為。另外乘法器的最大輸出電流為365A

42、，因此求和電阻Rmo為k，取k。4.3.7 振蕩器的頻率定時(shí)電容CT及電阻RSET的大小決定了振蕩器的頻率。電容計(jì)算公式為：CT=1.25RSETfs（4-7）式中，開(kāi)關(guān)頻率fs為100kHz，RSET是10k，所以CT為。4.3.8 電流誤差放大器的補(bǔ)償(1) 電感電流下降時(shí)感測(cè)電阻的兩端電壓為： Vrs=VO×RSL×fs=400×0.250.001×100000=1.0V（4-8）此電壓必須為定時(shí)電容兩端電壓Vs的峰-峰值，則Vs=5.2V。誤差放大器的增益為：Gca=VsVrs=5.21=5.2（4-9）(2)反饋電阻，設(shè)Rci=Rmo=3.9k

43、 Rcz=Gca×Rci=5.2×3.9=20k（4-10）(3)電流環(huán)的穿越頻率：fci=Vout×Rs×RCZVS×2L×RCI=15.7kHz（4-11）(4)選擇CCZ，在環(huán)路穿越頻率處設(shè)置零點(diǎn)。Ccz=12×fci×Rcz=12×15.7k×20k=507pF（4-12）此處取620pF。(5)選擇Ccp ,極點(diǎn)必須在fs/2上Ccp=122×fcs×Rcz=12×100k×20k=80pF（4-13）此處取62pF。4.3.9 電壓誤差放大器的

44、補(bǔ)償(1)輸出紋波電壓由下式?jīng)Q定，式中fr是2次諧波的頻率為120Hz：Vo(pk)=Pin2fr×Co×Vo=2502×120×450uF×400=1.8V（4-14）(2)放大器增益的設(shè)置：Vo(pk)必須降至電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓，這就得設(shè)置誤差放大器在2次諧波頻率點(diǎn)上：Gva=Vvao×1.5%Vo(pk)=4×0.0151.84=0.0326（4-15）(3)反饋網(wǎng)絡(luò)的數(shù)值：取Rvi為511k，Cvf=12fr×Rvi×Gva=12×120×511k×0

45、.0326=0.08F（4-16）此處取F(4)設(shè)置分壓電阻：Rvd=Rvi×VrefVO-Vref=511k×7.5400-7.5=9.76k（4-17）此處取10k。4.3.10 前饋電壓濾波電容前饋分壓器的電容將決定VFF對(duì)交流輸入電流的3次諧波失真的影響。整流線(xiàn)電壓2次諧波含量為 66.2%。THD是總諧波失真允許百分比1.5%。所以，衰減量為：Gff=THD%66.2%=1.5%66.2%=0.0227（4-18）求極點(diǎn)頻率fp，fr是2次諧波的紋波頻率：fp=Gff×fr=0.15×120=18Hz（4-19）選擇Cff1和Cff2：Cff1=12×fp×Rff2=12×18×91k=0.097F（4-20）此處取F。Cff2=12×fp