開關(guān)整流器的基本原理

1、目 錄1.1 開關(guān)整流器的分類與構(gòu)成1.1.1 開關(guān)整流器基本構(gòu)成原理及特點 1.1.2 開關(guān)整流器的基本分類 1.2 開關(guān)整流器功率變換電路1.2.1 單端正激變換電路 1.2.2 單端反激變換電路 1.2.3 推挽式功率變換電路 1.2.4 全橋式功率變換電路 1.2.5 半橋式功率變換電路 1.2.6 功率變換電路的比較與應(yīng)用 1.3 諧振型開關(guān)電源技術(shù)1.3.1 開關(guān)電源模塊的幾個技術(shù)參數(shù)分析 1.3.2 諧振型開關(guān)技術(shù)1.3.3 諧振型開關(guān)電源的應(yīng)用及發(fā)展趨勢 1.4 開關(guān)電源的控制和驅(qū)動電路1.4.1 控制電路 1.4.2 驅(qū)動電路 1.5 功率因數(shù)校正器1.5.1 問題的提出1.

2、5.2 功率因數(shù)校正器工作原理 1.5.3 選擇高功率因數(shù)校正器的最佳拓?fù)?1.6 開關(guān)電源的電磁兼容性1.6.1 問題的提出1.6.2 電磁兼容性EMC 涉及的內(nèi)容 1.6.3 有關(guān)EMC 的各種標(biāo)準(zhǔn) 1.6.4 開關(guān)電源中的EMC 設(shè)計 1.7 開關(guān)電源的負(fù)載均分技術(shù)1.7.1 負(fù)載均分的概念1.7.2 一種脈寬調(diào)制（PWM ）型負(fù)載均分電路 1.1 開關(guān)整流器的分類與構(gòu)成1.1.1 開關(guān)整流器基本構(gòu)成原理及特點1 開關(guān)整流器基本原理框圖開關(guān)整流器基本原理框圖如圖1.1-1所示。 圖1.1-1 開關(guān)整流器基本原理框圖具體說明如表1.1-1所示。表1.1-1 開關(guān)整流器基本原理說明

3、2 開關(guān)整流器的特點 （1） 重量輕、體積小采用高頻技術(shù)，去掉了工頻變壓器，在輸出同等功率的情況下，與相控整流器相比較，開關(guān)整流器的體積只是相控整流器的1/10，重量約為1/10。（2） 功率因數(shù)高相控整流器的功率因數(shù)隨可控硅導(dǎo)通角的變化而變化，在全導(dǎo)通時，一般大于0.7，小負(fù)載時，僅為0.3左右。經(jīng)過校正的開關(guān)電源功率因數(shù)一般大于0.93，并且基本不受負(fù)載變化的影響（對20%以上負(fù)載）。（3） 可聞噪聲低在相控整流設(shè)備中，工頻變壓器及濾波電感工作時，產(chǎn)生的可聞噪聲一般大于60 dB。 在無風(fēng)扇噪聲的情況下，開關(guān)電源可聞噪聲僅為45 dB左右。（4） 效率高開關(guān)電源采用的功率器件一般功耗較小，

4、帶功率因數(shù)補償?shù)拈_關(guān)電源其整機(jī)效率大于88%。（5） 沖擊電流小開機(jī)沖擊電流可限制在額定輸入電流的范圍。（6） 模塊式結(jié)構(gòu)由于體積小，重量輕，可設(shè)計為模塊式結(jié)構(gòu)。1.1.2 開關(guān)整流器的基本分類目前，開關(guān)整流器主要分為以下兩類。組成的電路 作用輸入回路 將交流輸入電壓整流濾波變?yōu)檩^平滑的高壓直流電壓 功率變換器 將高壓直流電壓轉(zhuǎn)換為頻率大于20 Khz的高頻脈沖電壓 整流濾波電路 將高頻的脈沖電壓轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流輸出電壓開關(guān)電源控制器根據(jù)輸出直流電壓取樣控制功率開關(guān)器件的驅(qū)動脈沖的寬度，從而調(diào)整開通時間以使輸出電壓可調(diào)且穩(wěn)定從框圖中可見，由于高頻變壓器取代了笨重的工頻（50 Hz）變壓器，使穩(wěn)

5、壓電源的體積和重量大大減小z 采用硬開關(guān)技術(shù)設(shè)計的整流器。z 采用軟開關(guān)技術(shù)設(shè)計的整流器，主要指諧振型開關(guān)整流器。 兩種開關(guān)整流器的比較如表1.1-2所示。表1.1-2 兩種開關(guān)整流器的比較一覽表1.2 開關(guān)整流器功率變換電路1.2.1 單端正激變換電路1 基本工作原理（1） 正激式開關(guān)電源的核心部分是正激式直流-直流變換器，基本電路如圖1.2-1所示： 圖1.2-1 正激式直流-直流變換器原理圖（2） 其工作過程說明如下。z 當(dāng)開關(guān)管V1導(dǎo)通時，輸入電壓U in 加到變換器初級線圈兩端，去磁線圈上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓使二極管V2截止，次級線圈上感應(yīng)的電壓使V3導(dǎo)通，并將輸入電流的能量傳送給電感L

6、0、電容C 和負(fù)載。同時在變壓器T 中建立起磁化電流。開關(guān)整流器名稱特點硬開關(guān)技術(shù)設(shè)計的整流器1功率開關(guān)器件工作在強(qiáng)迫關(guān)斷（即電流不為零）和強(qiáng)迫導(dǎo)通（即電壓不為零）方式2在開關(guān)器件的導(dǎo)通和截至期間，存在一定的功率損耗 3開關(guān)頻率的提高受到限制，一般控制在300 kHz左右 4硬開關(guān)技術(shù)已完全成熟，如何減少開關(guān)器件的損耗，提高整機(jī)的效率有許多有效的措施 5整機(jī)效率可大于91%6技術(shù)成熟，對高頻信號干擾的處理方式完善，主回路可靠，制造成本易于控制軟開關(guān)技術(shù)設(shè)計的整流器1各開關(guān)器件可實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和截止，減少了開關(guān)損耗，提高開關(guān)頻率2工作頻率可大于10 MHz3按過零開關(guān)方式，可以將諧振型開關(guān)技術(shù)分

7、為零電流開關(guān)型（ZCS ）和零電壓開關(guān)型（ZVS ）兩大類 z 當(dāng)V1截止時，V3截止，L 0上的電壓極性反轉(zhuǎn)并通過續(xù)流二極管V4繼續(xù)向負(fù)載供電，變壓器中的磁化電流則通過、V2向輸入電源U in 釋放而去磁。 z 具有箝位作用，其電壓等于輸入電壓U in ，在V1再次導(dǎo)通之前，T 中的去磁電流必須釋放到零，即T 中的磁通必須復(fù)位，否則，變壓器T 將發(fā)生飽和，導(dǎo)致V1損壞。z 通常，采用雙線并繞耦合方式。 z V1的導(dǎo)通時間應(yīng)小于截止時間，即占空比0.5，否則T 將飽和，可從下面的推導(dǎo)來證明。參見圖1.2-2。 圖1.2-2 正激式直流-直流變換器波形圖在0t 1時，即V1導(dǎo)通期間T ON ，此

8、時激磁，有： U in =（V ）, = =·=·(- 式中為在情況下的剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度。=， 在時，即截止期間，此時去磁，有： 當(dāng)時，比較上兩式，當(dāng)時，則，此時鐵心磁通量復(fù)位；當(dāng)時，則，即去磁電流未釋放到零，磁通量未復(fù)位而高于起始值，如此必將趨向飽和。 由圖1.2-2所示可得出： 、中的電流最大值為： 電流最大值為：（為變壓器初級電感量） 上最大電壓： 上最大反向電壓： 和上最大電壓： 和關(guān)系： 2 當(dāng)需要較大的輸出功率時，一般采取電壓迭加式的雙正激開關(guān)電路，如圖1.2-3所示。 圖1.2-3雙正激開關(guān)電路原理圖（1） 電路特點z 兩個正激電路并聯(lián)，T1和T2反相180&#

9、176;驅(qū)動，功率增大一倍，輸出頻率增加一倍，紋波及動態(tài)響應(yīng)改善。z K1和K2串聯(lián)（K3、K4），開關(guān)管耐壓減半。z 取消了反饋線圈，V1、V2、V3、V4為饋能路徑，降低了變壓器的制作工藝等要求。z 具有死區(qū)限制特性，兩部分電路不存在共態(tài)導(dǎo)通問題，可靠性較高。（2） 特性分析z 正 激：導(dǎo)通時輸入饋電給負(fù)載，截止時L 供電給負(fù)載，稱為正激式。z 耐 壓：單管正激，開關(guān)管最大電壓為2。 z 雙管正激：開關(guān)管最大電壓為。 z 變壓器：變壓器利用率不高（僅使用磁滯回線第一象限），工藝制作上要加饋能線圈。z 用 途：由于雙管正激并聯(lián)電路具有輸出功率大，輸出方波頻率加倍，易于濾波，開關(guān)管耐壓減半約為

10、輸入電壓，取消變壓器饋能線圈等優(yōu)點，因此，廣泛應(yīng)用于大功率變換電路中，被認(rèn)為是目前可靠性較高，制造不復(fù)雜的主要電路之一。 1.2.2 單端反激變換電路1 基本工作原理（1） 反激式開關(guān)電源中應(yīng)用最多的是自激型電路，圖1.2-4所示為自激型反激式直流變換器的基本電路。 圖1.2-4 反激式直流變換器原理圖（2） 其工作過程說明如下。接通 ，通過啟動電路、在基極中流過小電流，初級線圈啟動，在反饋線圈上產(chǎn)生一個感應(yīng)電壓；此電壓使基極電流進(jìn)一步增大，導(dǎo)致集電極電流進(jìn)一步增大，形成正反饋過程，使很快飽和。 此時，兩端電壓使反偏，隨著集電極電流上升，上壓降增加，的基極電位由于穩(wěn)壓管而保持不變，故基極電流不

11、斷減少，開始退出飽和區(qū)向截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)換。 的基極電流減少引起集電極電流減小，、及上的極性均發(fā)生顛倒，的基極電流進(jìn)一步減小，其集電極電流也隨之減小，形成正反饋過程，使很快截止。 截止期間，由于極性顛倒使導(dǎo)通，在導(dǎo)通期間所存儲的磁能轉(zhuǎn)成電能而釋放，供給負(fù)載。當(dāng)磁能全部釋放完畢，上壓降為零，此時啟動電路重新開始工作，周而復(fù)始，形成自激振 蕩。 圖1.2-5所示為自激型反激式電路的電壓、電流波形圖。 圖1.2-5 反激式直流變換器波形圖從圖1.2-5所示中可見： 整流二極管上的最大反壓： 周期與輸入電壓及輸出電壓的關(guān)系式為： 從上式中可知，當(dāng)、一定時，與成反比，屬于脈沖寬度與頻率混合調(diào)制，也是自激型電路

12、的主要特征。 變壓器初級電流與輸入電壓、輸出電壓的關(guān)系式為： 從上式可知，當(dāng)、一定時，增大，減少；當(dāng)、為一定時，與（即 ）成正比；在等于，以及等于時，值最大。 上述兩式為設(shè)計自激型電路的主要依據(jù)。輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系為：= 2 特性分析反激式：在 導(dǎo)通期間反偏，截止時正偏，供給負(fù)載功率。 耐 壓：集電極承受最大電壓值，。 變壓器：利用率不高（單方向）。 應(yīng) 用：一般用在小功率輸出場合。1.2.3 推挽式功率變換電路1 基本工作原理推挽式功率變換電路原理圖，如圖1.2-6所示，這種電路典型波形圖，如圖1.2-6所示。工作時兩個功率開關(guān)管V1、V2交替導(dǎo)通或截止。當(dāng)V1和V2分別導(dǎo)通時，W

13、 1和W 2有相應(yīng)的電流流過，這時變換器次級將有功率輸出。當(dāng)V1導(dǎo)通，V2截止時，V2集射兩端承受的電壓為2倍的U in ，而在V1、V2都處于截止時它們所承受的電壓為輸入直流電壓U in 。 圖1.2-6 推挽式功率變換電路和典型波形圖從圖1.2-6中可見，開關(guān)管最大耐壓為2倍的輸入電壓U in 。2 電路特點（1） 由于功率開關(guān)器件發(fā)射極是共地的，所以基極驅(qū)動電路無需隔離，使驅(qū)動電路簡化；（2） 使用兩個功率開關(guān)器件可獲得較大的功率輸出；（3） 功率開關(guān)器件耐壓應(yīng)大于2 Uin 值。3 應(yīng)用推挽式功率變換電路在早期的開關(guān)電源中有所采用，近期已很少采用。1.2.4 全橋式功率變換電路1 基本

14、工作原理全橋式功率變換電路原理圖，如圖1.2-7所示，這種變換電路的典型波形圖，如圖1.2-7所示。它由四個功率開關(guān)器件V1V4組成，變壓器T 連接在四橋臂中間，相對的兩只功率開關(guān)器件V1、V4和V2、V3分別交替導(dǎo)通或截止，使變壓器T 的次級有功率輸出。當(dāng)功率開關(guān)器件V1、V4導(dǎo)通時，另一對V2、V3則截止，這時V2和V3兩端承受的電壓為輸入電壓U in 在功率開關(guān)器件關(guān)斷過程中產(chǎn)生的尖峰電壓被二極管V5V8箝位于輸入電壓U in。 圖1.2-7 全橋式功率變換電路和典型波形從圖中可見，開關(guān)管最大耐壓為輸入電壓值。2 電路特點（1） 全橋式變換電路中一般選用的功率開關(guān)器件的耐壓只要大于U i

15、nmax即可，比推挽式功率變換電路所用的功率開關(guān)器件需承受的電壓要低1/2；（2） 由于使用箝位二極管V5V8，有利于提高電源效率；（3） 電路使用了四個功率開關(guān)器件，其四組驅(qū)動電路需隔離。3 應(yīng)用全橋式功率變換電路主要應(yīng)用于大功率變換電路中。由于驅(qū)動電路復(fù)雜且均需隔離，因此在電路設(shè)計和工藝結(jié)構(gòu)布局中要有足夠的考慮。1.2.5 半橋式功率變換電路1 基本工作原理半橋式功率變換電路原理圖和波形圖，如圖1.2-8所示。 圖1.2-8 半橋式功率變換電路和波形圖半橋式功率變換電路與全橋式電路相類似，只是其中兩個功率開關(guān)器件改由兩個容量相等的電容器C1和C2代替。C1和C2的作用主要是實現(xiàn)靜態(tài)時分壓，

16、使U a =1/2Uin 。當(dāng)V1導(dǎo)通，V2截止時，輸入電流方向為圖中虛線方向，向C2充電；當(dāng)V1截止，V2導(dǎo)通時，輸入電流方向為圖中實線方向，向C1充電。當(dāng)V1導(dǎo)通，V2截止時，V2兩端承受的電壓為輸入直流電壓U in ，（全橋類似,但開關(guān)管只有兩只），在同等輸出功率的條件下，功率開關(guān)器件V1、V2所通過的電流則為全橋式的兩倍。從圖1.2-9所示中可知：V1、V2開關(guān)管承受最大的電壓值均為U in 值。對于高壓輸入、大功率輸出的情況下，一般采用圖1.2-9所示的電路方式。 圖1.2-9 變形的半橋式功率變換電路在電路中開關(guān)器件V1、V2為一組，V3、V4為一組，雙雙串聯(lián)，可減少單管耐壓值。在

17、實際應(yīng)用電路中開關(guān)器件V1、V2、V3、V4可采用雙管或多管并聯(lián)，可解決大電流輸出問題；共用變壓器，提高變壓器利用率；而且具有抗不平衡能力。2 應(yīng)用在變形的串聯(lián)型半橋式功率變換電路中，V1、V2或V3、V4每只開關(guān)管的最大耐壓值僅為U c1或U c2值，如果C1=C2，則U c1=Uc2=Uin /2值，因此，可以選擇降低耐壓的開關(guān)管。另外，V1、V2、V3、V4可以采用多管并聯(lián)方式工作，增大輸出電流的容量；對于變壓器T1可以工作在正反方向，大大地提高變壓器效率。鑒于上述優(yōu)點，該電路得到了較廣泛的應(yīng)用，特別是在高電壓輸入和大功率輸出的場合，其應(yīng)用越來越普遍。1.2.6 功率變換電路的比較與應(yīng)用

18、1 變壓器利用率單端正激，反激變換器磁心中磁感應(yīng)強(qiáng)度的變化量B=Bm-Br ，磁滯回線僅在第一象限內(nèi)變化，如圖1.2-10所示，因而變壓器利用率低。推挽式、全橋式、半橋式變換器用的磁心在工作時，所產(chǎn)生的磁通都沿著交流磁滯回線對稱地上下移動，B=2Bm，這三種功率變換器的磁心是全磁滯回線工作的。全磁滯回線工作的變換器磁心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量比一般的單端變換的磁心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量高一倍左右，在輸出同等功率的情況下所用的磁心體積將相應(yīng)縮小。 圖1.2-10 變壓器磁滯回曲線2 對功率器件的要求推挽式、全橋式、半橋式三種變換器電路的功率開關(guān)器件在一個周期內(nèi)各導(dǎo)通一次，其承受的電流相對較小，并在變換

19、器次級輸出整流后的準(zhǔn)方波也將成倍增加，使直流輸出脈動成分也相應(yīng)減小。在單端式和推挽式電路中，功率開關(guān)器件耐壓為輸入直流電壓的兩倍。在橋式變換器電路中，功率開關(guān)器件耐壓值僅等于輸入電壓值U in。 3 對控制驅(qū)動電路的要求推挽式、全橋式、半橋式功率變換電路，其驅(qū)動脈沖最大寬度必須小于T/2，同時要留有一定的“死區(qū)”（即可變不可調(diào)部分）?！八绤^(qū)”持續(xù)時間應(yīng)略大于功率開關(guān)器件的存儲時間，以防止共態(tài)導(dǎo)通（兩管同時導(dǎo)通）而造成開關(guān)器件損壞，而單端正激電路則無需專門的“死區(qū)”控制。從驅(qū)動電路的要求來講，橋式變換電路需隔離，因此工藝結(jié)構(gòu)及布局設(shè)計考慮比較復(fù)雜。表1.2-1 幾種變換電路比較給出幾種變換電路某

20、些關(guān)系的比較表。表1.2-1幾種變換電路比較 1.3 諧振型開關(guān)電源技術(shù)1.3.1 開關(guān)電源模塊的幾個技術(shù)參數(shù)分析1 效率（1） 開關(guān)電源模塊的壽命是由模塊內(nèi)部工作溫度所決定。溫度高低主要是由模塊的效率高低所決定。（2） 對于采用脈寬調(diào)制技術(shù)（PWM ）的開關(guān)電源。主要存在以下幾個方面的損耗。z 開關(guān)管的開通、關(guān)斷及導(dǎo)通狀態(tài)的損耗。z 浪涌吸收電路損耗。z 整流二極管導(dǎo)通損耗。z 工作輔助電源功耗。z 磁芯元件損耗。減少這些損耗，可提高模塊的整體效率。對此較好的處理方法有：z 對于開關(guān)管的開通、關(guān)斷及導(dǎo)通狀態(tài)的損耗，采用MOSFET 和IGBT 兩種類型的開關(guān)器件，其開關(guān)及導(dǎo)通損耗的優(yōu)勢互補，

21、綜合損耗是單一類型開關(guān)管工作損耗的20%左右。z 對于浪涌吸收電路損耗，采用無損耗吸收電路。z 對于整流二極管導(dǎo)通損耗，采用導(dǎo)通電阻較小的器件，優(yōu)化設(shè)計控制電路，選擇集成度較高的IC 器件都可減少功耗。z 對于磁芯元件損耗，選擇如飛利浦的3C90等磁芯元件均可減少損耗。z 對于高頻電容器的選擇，需要嚴(yán)格控制峰值電流的大小。采用這些因素將會使整流模塊的工作在相當(dāng)寬的功率輸出范圍內(nèi)保持較高的效率，需要說明的是主開關(guān)管的開通、關(guān)斷及導(dǎo)通狀態(tài)中的損耗所占比例是主要的。開關(guān)狀態(tài)的損耗是PWM 控制技術(shù)所固有的缺點。2 功率密度（1） 功率密度就是功率體積比，比值越大說明單位體積的功率越大。（2） 存在兩

22、種體積表示方法：一種是立方分米（dm 3），另一種是立方英寸（in 3），后者應(yīng)用較多。（3） 存在兩種功率表示方法：一種是額定功率，如48/100換算為4800W 額定功率；另一種是模塊允許的，在交流和直流變化的全電壓范圍內(nèi)所能提供的最大功率。后者更能表示真實功率。因此不同的表示方法其數(shù)值也不同。此外，風(fēng)冷和自冷也有區(qū)別，在相同條件下的比較才有意義。3 重量開關(guān)電源的重量主要取決于散熱器、磁性器件和機(jī)殼材料及冷卻方式。散熱器和磁性器件的外形尺寸與模塊效率有關(guān)，散熱器的重量占主要部分，減少磁性元器件的尺寸，把散熱器與機(jī)殼一體化考慮是減少重量的一條出路。另一方面，由于移動通信基站大量安裝于民房中

23、，民房的承重能力不強(qiáng)，因此重量輕的模塊使得整機(jī)壓強(qiáng)減少，更符合實際使用的要求。有時用功率與重量、重量與體積的比值來比較或說明模塊有關(guān)重量與體積、功率的關(guān)系，如W/kg和kg/in3。1.3.2 諧振型開關(guān)技術(shù)1 諧振型開關(guān)電源的提出PWM 控制型開關(guān)電源主要缺陷是要提高工作頻率卻難減小元器件幾何尺寸及重量，且在較高的頻率下，開關(guān)損耗增大，因此通常其工作頻率限制在幾百kHz 下。PWM 型開關(guān)電源的損耗主要是開、關(guān)及導(dǎo)通狀態(tài)下的功耗，而開通損耗主要是由存儲在半導(dǎo)體開關(guān)的寄生電容內(nèi)的能量突變所引起的。而開關(guān)管關(guān)斷時加在漏感上的電壓隨di/dt將產(chǎn)生一個尖峰值。為了限制開關(guān)器件的應(yīng)力又必須采用緩沖電

24、路，這一緩沖電路也將耗能。因此改善開關(guān)條件，使電壓為零或電流為零狀態(tài)下來控制開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)，使其在開關(guān)過程中功耗減小，從而大大提高工作頻率，降低體積重量，使功率密度和效率大幅度提高，這就是諧振技術(shù)的應(yīng)用原因。2 諧振技術(shù)諧振技術(shù)又稱軟開關(guān)技術(shù)。下面介紹幾種基本的軟開關(guān)技術(shù)：ZCS-QRC 、ZVS-QRC 、ZVS-MRC 等。（1） 零電流開關(guān)式準(zhǔn)諧振技術(shù)（ZCS-QRC ）。零電流式準(zhǔn)諧振開關(guān)電源的原理圖，如圖1.3-1 零電流式準(zhǔn)諧振開關(guān)所示。 圖1.3-1 零電流式準(zhǔn)諧振開關(guān)z 圖1.3-1 零電流式準(zhǔn)諧振開關(guān)所示的零電流式準(zhǔn)諧振開關(guān)內(nèi)，諧振電容器C 和整流二極管V 并聯(lián)，有源開關(guān)S

25、 和諧振電感L 串聯(lián)，有源開關(guān)S 在零電流時開通和關(guān)斷，而整流管V則在零電壓時開通和關(guān)斷。如果有源開關(guān)S 單向起作用，則諧振開關(guān)工作在半波模式，若有源開關(guān)反并聯(lián)二極管，則諧振開關(guān)工作在全波模式。z ZCS-QRC的主要優(yōu)點是：降低關(guān)斷損耗，不受變壓器的漏感和整流器的結(jié)電容的影響。z ZCS-QRC的主要缺點是：電容器的開通損耗，斷態(tài)時儲存在開關(guān)管輸出端電容器的能量，開通時則在器件內(nèi)部損耗掉了。（2） 零電壓開關(guān)式準(zhǔn)諧振技術(shù)（ZVS-QRC ）。零電壓式準(zhǔn)諧振開關(guān)電源的原理圖如圖1.3-2 零電壓式準(zhǔn)諧振開關(guān)所示。 圖1.3-2 零電壓式準(zhǔn)諧振開關(guān)z 圖1.3-2 零電壓式準(zhǔn)諧振開關(guān)所示為零電壓

26、式準(zhǔn)諧振開關(guān)，諧振電容器C 和有源開關(guān)S 并聯(lián)，整流二極管V 和諧振電感L 串聯(lián)，有源開關(guān)S 在零電壓時開通和關(guān)斷，而整流管V 則在零電流時開通和關(guān)斷。與零電流諧振開關(guān)一樣，有源開關(guān)S 的結(jié)構(gòu)決定零電壓諧振開關(guān)的工作模式。S 帶一反并聯(lián)二極管，則諧振開關(guān)工作在半波模式，若有源開關(guān)S 是一個串接有二極管的單向開關(guān)，則諧振開關(guān)工作在全波模式。z ZVS-QRC的主要優(yōu)點是：開關(guān)器件的電壓被整形成一準(zhǔn)正弦波。對開關(guān)的開通就建立起零電壓條件，從而削弱了與有源開關(guān)寄生輸出電容相關(guān)的開通損耗。z ZVS-QRC的主要缺點是：一是負(fù)載變化很寬的單邊電路內(nèi)的電壓應(yīng)力過大；二是和整流二極管的結(jié)電容形成的諧振電路

27、內(nèi)的寄生振蕩，此振蕩產(chǎn)生強(qiáng)烈的電磁干擾。（3） 零電壓式多諧振開關(guān)技術(shù)（ZVS-MRC ）。零電壓式多諧振開關(guān)電源原理圖，如圖1.3-3 零電壓式多諧振開關(guān)電源原理圖所示。 圖1.3-3 零電壓式多諧振開關(guān)電源原理圖z 在圖1.3-3 零電壓式多諧振開關(guān)電源原理圖所示零電壓式多諧振開關(guān)電源種，諧振電容Cs 既與開關(guān)S又與二極管V 相并聯(lián)，結(jié)果形成兩個器件的零電壓開關(guān)，用多諧振開關(guān)代替PWM 開關(guān)就從PWM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)產(chǎn)生出零電壓開關(guān)式多諧振變流器。多諧振電路包括開關(guān)管輸出電容、二極管結(jié)電容和變壓器漏感在內(nèi)的所有主要寄生元件并入諧振電路，使得多諧振開關(guān)整流器工作于高頻時，對所有半導(dǎo)體器件都具有最合

28、適的零電壓開關(guān)條件。z ZVS-MRC的主要優(yōu)點是：把主電路內(nèi)所有主要寄生電抗都并入諧振電路內(nèi)，ZVS-MRC 在所有半導(dǎo)體器件的最佳零電壓開關(guān)下工作，大大降低開關(guān)損耗和干擾。z ZVS-MRC的主要缺點是：電流和電壓應(yīng)力比PWM 開關(guān)整流器的應(yīng)力大，但比準(zhǔn)諧振開關(guān)整流器的應(yīng)力要小。（4） 恒頻多諧振開關(guān)技術(shù)（CF-MRC ）。恒頻多諧振開關(guān)電源的原理圖，如圖1.3-4 恒頻多諧振開關(guān)電源原理圖所示。 圖1.3-4 恒頻多諧振開關(guān)電源原理圖如果把圖1.3-3 零電壓式多諧振開關(guān)電源原理圖所示的無源開關(guān)二極管V 由有源開關(guān)S 2替代，則形成恒頻多諧振開關(guān)。3 諧振型開關(guān)技術(shù)的分析為了減輕開關(guān)應(yīng)力

29、和損耗，提出了諧振開關(guān)并以ZCS 和ZVS 形式實現(xiàn)。把諧振開關(guān)原理用于PWM 開關(guān)整流器，產(chǎn)生出新型的準(zhǔn)諧振和多諧振或稱全諧振開關(guān)整流器。到目前為止，已有數(shù)百種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變形的新型諧振型開關(guān)整流器系列。諧振電路通常要與功率開關(guān)一起實現(xiàn)，諧振電路不僅用于整形電流和電壓波形，而且可以儲存能量，且把能量從輸入到輸出端進(jìn)行傳輸。特別提及的是，多諧振技術(shù)對于高功率密度（通?？蛇_(dá)50W/in3）的在線和離線整流器是一種極有用途的技術(shù)。多諧振開關(guān)整流器對電路的寄生是不擔(dān)心的，并在較高的工作頻率下不需要采用特殊的元器件或特殊的電路設(shè)計技術(shù)。1.3.3 諧振型開關(guān)電源的應(yīng)用及發(fā)展趨勢采用現(xiàn)有的器件和電路技術(shù)，一

30、般可使PWM 開關(guān)電源工作在幾十kHz幾百kHz 的開關(guān)頻率。電源裝置在重量、效率、可靠性、價格和外形尺寸方面可認(rèn)為是最佳的。因此在目前的開關(guān)電源市場上，特別是通信和計算機(jī)領(lǐng)域的開關(guān)電源市場上，PWM 型開關(guān)整流器的市場占有率至少在80%以上，得到極為廣泛的應(yīng)用。在將電源的功率密度作為主要關(guān)鍵參數(shù)來考慮的應(yīng)用場合里，變換頻率必須高達(dá)兆赫級。PWM 型開關(guān)技術(shù)對此無能為力，而諧振型開關(guān)技術(shù)的優(yōu)勢就顯露出來了。在DC/DC開關(guān)變換器，特別是低電壓如2V5V輸出場合下，電池供電的且備用工作模式占長期的移動式設(shè)備中的DC/DC變換器，如移動電話、便攜式計算機(jī)等設(shè)備的變換器領(lǐng)域應(yīng)用較廣泛。但在大功率AC

31、/DC開關(guān)電源的應(yīng)用中還不多見。主要原因是：電路尚不十分成熟，元器件水平未能滿足要求，可靠性不如PWM 型開關(guān)電源，因此，大功率開關(guān)電源領(lǐng)域的應(yīng)用還需時日。隨著開關(guān)元器件和高頻電容器、磁性材料等制造業(yè)的不斷發(fā)展，可以預(yù)見在數(shù)年時間里，利用諧振技術(shù)設(shè)備的大功率開關(guān)電源的應(yīng)用將越來越廣泛，整機(jī)效率將高達(dá)95%以上，功率密度也會超過20W/in3。諧振型開關(guān)電源的前途是美好的。1.4 開關(guān)電源的控制和驅(qū)動電路1.4.1控制電路1 對控制電路的基本要求開關(guān)電源控制電路一般應(yīng)具有以下功能：頻率可在較寬范圍內(nèi)預(yù)調(diào)的固定頻率振蕩器，占空比可調(diào)節(jié)的脈寬調(diào)制功能，死區(qū)時間校準(zhǔn)器，一路或兩路具有一定驅(qū)動功率的輸出

32、圖騰式電路，禁止、軟啟動和電流、電壓保護(hù)功能等。 2 控制電路的實現(xiàn)形式脈寬控制電路是開關(guān)電源的核心部分，目前有多種集成的脈寬控制點路器件。 圖1.4-1所示是脈寬控制器的基本原理框圖。下面介紹脈寬控制器各組成部分的功能。 基準(zhǔn)源：芯片內(nèi)大部分電路由它供電，同時，也兼作誤差放大器的基準(zhǔn)電壓輸入。振蕩器：一般由恒流充電快速放電電路以及電壓比較器組成，振蕩頻率由外界RC 元件所決定，頻率頻率f=1/RC。誤差放大器：將取樣電壓和基準(zhǔn)電壓比較放大，送至脈寬調(diào)制電路輸入端。脈寬調(diào)制器：輸入為誤差放大器輸出。輸出分兩路，一路送給門電路，另一路送給振蕩器輸入端。 圖1.4-1 脈寬調(diào)制電路原理圖分頻器：將

33、振蕩器的輸入分頻后輸出，控制門電路輸出脈沖的頻率。 門電路：門電路輸入分別受分頻器和脈寬調(diào)制器的輸入控制。 3 控制電路的應(yīng)用（1） 現(xiàn)在，通常將控制電路和功率放大驅(qū)動電路制成一體化芯片，供驅(qū)動功率開關(guān)器件使用，頻率可達(dá)幾百kHz ，可直接驅(qū)動幾十W 功率的變換器。目前大多用在作為需要與系統(tǒng)電源隔離的輔助電源上面。典型的產(chǎn)品主要有Unitrode 公司和Motorola 公司的相關(guān)產(chǎn)品。（2） 分立式電路作為大功率開關(guān)電源，特別是專用性較強(qiáng)的開關(guān)電源，必須具有完善的控制電路，特別是保護(hù)功能的齊全和完善，而任何一種專門芯片都不可能做到這一點。因此，幾乎無一例外，世界各電源公司推出的大功率開關(guān)電源

34、的控制電路都是具有各自特點的自行設(shè)計的控制電路。目前由于IC 芯片功能齊全，微處理器應(yīng)用也十分成熟，故設(shè)計人員能設(shè)計出各種各樣的控制電路。（3） 控制電路的發(fā)展將主要集中到下面幾個方面高頻化：作為控制器主要部件的振蕩器，誤差放大器和PWM 電路等必須實現(xiàn)寬頻帶化。一般來講，工作頻率100kHz 以內(nèi)，誤差放大器的帶寬應(yīng)不低于1.4MHz 、若工作頻率達(dá)到500kHz ，則誤差放大器的帶寬應(yīng)大于7MHz 。智能化：最有前途的是利用單片機(jī)，如51、96系列芯片來進(jìn)行智能控制，這在目前的開關(guān)電源中已有應(yīng)用。小型化：一是降低功耗，把控制芯片耗電控制在幾個mA 內(nèi)，二是高密安裝，盡量減少外圍元件。在印制

35、板設(shè)計中逐步采用SMT方式，做成專用電路，便于標(biāo)準(zhǔn)化和規(guī)模生產(chǎn)。1.4.2 驅(qū)動電路驅(qū)動電路的主要功能是將脈寬控制器輸出的可變寬度脈沖進(jìn)行功率放大，以作為高壓功率開關(guān)器件的驅(qū)動信號。驅(qū)動電路一般都具有隔離作用，常用變壓器耦合方式來實現(xiàn)對高壓功率開關(guān)器件的激勵和輸入級與輸出級之間的隔離，同時還兼有對功率開關(guān)器件關(guān)斷時，施加反向偏置，來加速器件的關(guān)斷。典型的驅(qū)動電路原理圖，如圖1.4-2 驅(qū)動電路原理圖所示。 圖1.4-2 驅(qū)動電路原理圖當(dāng)驅(qū)動MOSFET 器件時，常規(guī)的驅(qū)動電路是用一個驅(qū)動變壓器實現(xiàn)的?？紤]到驅(qū)動變壓器的漏感和引線電感，給具有大Cg-s 的主MOSFET 高速充放電造成困難，因此

36、，通常的方式是利用驅(qū)動變壓器驅(qū)動一個具有較小Cg-s 的MOSFET 的圖騰式驅(qū)動電路，再由這個電路驅(qū)動主MOSFET 。在圖1.4-3中，驅(qū)動變壓器的初級線圈輸入信號就是控制電路的輸出驅(qū)動信號，經(jīng)變壓器隔離處理后經(jīng)整形電路整形后輸出。圖1.4-3 驅(qū)動電路圖所示是一個實際的驅(qū)動電路原理圖。 圖1.4-3 驅(qū)動電路圖從上述實例可知，變壓器起隔離作用；光耦既有隔離，也有抗干擾功能；整形后經(jīng)圖騰式驅(qū)動電路驅(qū)動主MOSFET 管。1.5 功率因數(shù)校正器1.5.1 問題的提出1 電源設(shè)備工作的條件較大功率的電源設(shè)備必須工作在市電條件下。 2 IEC建議的諧波標(biāo)準(zhǔn)IEC 1000-3-2要求要求該建議的

37、標(biāo)準(zhǔn)極限適用于所有的與50Hz 或60Hz 的公共電網(wǎng)相連的電子設(shè)備。市電電壓兩線或三線制單相220V 或240V ，三線或四線制三組，線電壓380V 或415V 。這些電子設(shè)備可分為四類，每一類的諧波電流的極限是不同的。具體規(guī)定如下：A 類：平衡的三相設(shè)備，其極限規(guī)定見表2-2，表中所示諧波限制的絕對值與設(shè)備的功率無關(guān)。B 類：輕便的工具，其限制不超過表2-2中給出值的1.5倍值。C 類：照明負(fù)載，其極限規(guī)定見表2-3所示。對小于25W 的負(fù)載，其極限規(guī)定見表2-4。 D 類：有帶特殊波形的輸入電流的設(shè)備，如表2-4所示（功率P 600W ）。表1.5-1 A類、B 類表1.5-2 C類表1

38、.5-3 C類<25W &D 類四種類別的設(shè)備判別方法如圖1.5-1 四種類別的設(shè)備判別方法所示。諧波次數(shù)最大電流（A ）15n 390.15×15/n8n 400.23×8/n諧波次數(shù)最大電流（A ）330·（=Cos）11n 393諧波次數(shù) 相對值 絕對值 允許的最大電流mA/W（A ）（A ）（A ）11n 39 圖1.5-1 四種類別的設(shè)備判別方法3 IEC建議200W 以上電源設(shè)備應(yīng)采用功率因數(shù)校正（PFC ）。表1.5-4 常規(guī)和帶PFC 的電源設(shè)備的參數(shù)比較給出常規(guī)的和帶PFC 的電源設(shè)備的一些參數(shù)比較。表1.5-4 常規(guī)和帶PFC 的

39、電源設(shè)備的參數(shù)比較表1.5-4 常規(guī)和帶PFC 的電源設(shè)備的參數(shù)比較圖解如下： Cos =P1/S 有源可達(dá)0.99，無源約為0.95； p =PF/P1 有源為0.950.96，無源約為0.991.0；d =Pd/PF 最佳拓?fù)浼s為0.930.95（考慮到整流、濾波）；=Pd/P1=p ×d 有源為0.880.91，無源為0.910.92。1.5.2 功率因數(shù)校正器工作原理1 功率因數(shù)校正的方式功率因數(shù)校正方式分有源校正和無源校正兩種。對有源校正既適應(yīng)單相電源也適應(yīng)三相輸入電源。常規(guī)設(shè)備帶PFC功率因數(shù)Cos PFC 效率PFC 變換效率負(fù)載有效功率比Pd/P對于三相輸入電源的有源

40、校正一般有兩種方式來處理，一種是三個單相有源校正的綜合使用；另一種是整體的三相有源校正方式。無源校正一般適用于三相輸入電源，在單相輸入電源的情況下使用得不多。功率因數(shù)校正方式的相互關(guān)系如圖1.5-2 功率因數(shù)校正所示。 圖1.5-2 功率因數(shù)校正值得指出的是，單相輸入時有源校正方式用的較多，三相輸入時無源校正方式用得多。 2 功率因數(shù)校正器工作原理這種校正器的工作原理分三種情況介紹：一是單相有源校正，二是三相有源校正，三是無源校正。（1） 單相有源校正傳統(tǒng)的整流電容器輸入方式在輸入電壓峰值時取一窄脈沖電流，使得電源從電網(wǎng)中直接得到的能量少，且電流波形中高次諧波豐富，其波峰因數(shù)高。從波峰因數(shù)功率

41、因數(shù)曲線可知，波峰因數(shù)越高，功率因數(shù)越低。 波峰因數(shù)=Ipeak/Irms式中 Ipeak：瞬時脈沖電流值 Irms ：均方根電流值若在圖1.5-3 無源功率因數(shù)校正原理圖所示中加L 濾波器則可使諧波分量減少，功率因數(shù)得到改善，此方式為“無源”濾波器方式。 圖1.5-3 無源功率因數(shù)校正原理圖采用開關(guān)型變換技術(shù)，利用預(yù)調(diào)整器接收來自兩個源的控制信息，即輸入電流波形和輸出電壓反饋，然后由一乘法器將該信號處理產(chǎn)生一個預(yù)調(diào)整器的控制信號，使輸入電流按正弦波規(guī)律變化，這種方式稱為“有源”濾波方式。有源濾波方式的功率因數(shù)校正器也稱為“有源”濾波器。有源濾波器的基本原理圖和波形圖，如圖1.5-3 無源功率

42、因數(shù)校正原理圖所示。具體工作過程如下：電流參考來自輸入全波整形后的正弦電壓，輸出調(diào)整由正比于輸出直流誤差的因子乘以參考值所提供。整流后的類正弦信號用作控制電路的輸入。峰值電流檢測控制方式由于具有較高的品質(zhì)因數(shù)和較低的輸入電流，被認(rèn)為是優(yōu)良的控制方式?？刂齐娐愤€應(yīng)提供過壓關(guān)機(jī)和峰值電流限制，以保護(hù)開關(guān)管。合適的工作頻率能保持預(yù)調(diào)整器開關(guān)管損耗最低（允許電路在95%效率工作），大多數(shù)損耗的產(chǎn)生是由于MOSFET 漏-源間電容充電切換和二極管的反向恢復(fù)電流所致。對于固定的工作頻率，每個周期需要最小的“OFF ”時間，即占空比要大，通常為95%。占空比由在輸入正弦波上瞬時電壓值所決定（電感電流為零）。

43、占空比越高，“干涸”點越低，諧波危害越少，功率因數(shù)越高。（2） 三相有源校正三相有源校正的方式單相綜合式整流器輸入為三個單相輸入組成的三相，其有源校正可用三個單相有源校正電路組合。單相綜合校正缺點是元件較多，可靠性較差，現(xiàn)在已逐漸不予采用。三相一體化控制 整流器輸入為三相帶零線或不帶零線，其有源校正可用三相一體化的校正電路。下面介紹一種PWM 諧波消除電路。電路原理及波形如圖1.5-4所示。PWM 諧波消除法就是將諧波中的低次分量轉(zhuǎn)化為高次分量，從而只需使用很小的濾波器就可將其濾去。可見使用這種方法，能大大減小濾波器的體積，降低成本，功率因數(shù)也高，因而具有很高的實用價值。 圖1.5-4 有源功

44、率因數(shù)校正原理與波形PWM 一般分為以下幾種方式：z 等距脈寬PWM 方式 即用同一直流電平切割三角載波就可以產(chǎn)生等距脈寬的PWM 波形；z 普通的正弦波調(diào)制PWM 方式（SPWM ）即通過正弦波與三角載波比較產(chǎn)生的；z 引入諧波的PWM 法 即在原正弦波基準(zhǔn)信號中加入一定比例的三次諧波（或其他諧波）分量；z 最佳PWM 法 該方式以消除多個低次諧波為目的；z 新SPWM 法 即三角載波對/2軸對稱，且在/32/3范圍內(nèi)沒有三角載波。這種方式的等效開關(guān)頻率很高，且它的最大直流環(huán)節(jié)增益比一般的SPWM方式高。 圖1.5-5 PWM諧波消除電路原理圖考慮PWM 方式控制器設(shè)計的兩個主要的技術(shù)指標(biāo)是

45、：調(diào)制指數(shù)M 它是調(diào)制波幅值B 和載波幅值A(chǔ) 之比，改變M 可以改變輸出電壓值；載波頻率fc 改變fc 就可以改變諧波成分，當(dāng)fc 增加時，諧波峰值就向高頻端偏移。在設(shè)計中選擇合適的PWM 方式并考慮到上述兩個參數(shù)的選用，可以設(shè)計出所希望的三相有源校正器的控制電路。三相有源校正器控制電路的原理并不復(fù)雜，其控制電路主要由鎖相環(huán)路PLL 、計數(shù)器、PWM 波形存儲器、PWM 波形選擇器和PWM 波形合成器等組成。由PLL 產(chǎn)生與電網(wǎng)同步且頻率是電網(wǎng)頻率的整數(shù)倍的時鐘頻率。該時鐘頻率計數(shù)器作為由EPROM 組成的PWM 波形存儲器的地址信號，在PWM 波形存儲器中存儲著不同M 值下的PWM 波形。通

46、過PWM 波形選擇器選擇出所需的M值（即電壓值）的PWM 脈沖，由于對稱關(guān)系，實際上為PWM 波形存儲器中的某一種波形和它的短路脈沖波形進(jìn)行綜合，從而得到所需的脈沖。短路脈沖產(chǎn)生器用來產(chǎn)生短路脈沖，用短路脈沖迫使三相橋的上下臂短路，給電路續(xù)流。控制電路基本方框圖如圖1.5-6所示。 圖1.5-6 控制電路基本框圖（3） 無源校正無源濾波器可用在單相或三相輸入電路中，如所示。其工作原理如下： 圖1.5-7 無源校正原理與波形圖中i 1：無電感時的電流波形；i 2：有電感時的電流波形。i 2峰值低于i 1峰值，即降低整流器負(fù)載的波峰因數(shù)，同時錯開電壓峰值，因而其瞬時功率是降低了的。如果輸入回路串入

47、一只高頻電感器，通過選擇合適的電感量，并保證滿負(fù)載時其不會進(jìn)入飽和狀態(tài)，就能改善輸入回路的非線性負(fù)載特性。1.5.3 選擇高功率因數(shù)校正器的最佳拓?fù)涔β室驍?shù)校正器電路能夠提高電源利用率和滿足IEC 要求。它的電路拓?fù)渲饕猩龎菏健⒔祲菏脚c回掃式三種電路，用得最多的是升壓式。升壓式峰值開關(guān)電流約等于輸入線路電流，而其輸出電壓比峰值輸入電壓高。降壓式是斷續(xù)工作方式，峰值開關(guān)電流大于線路電流幾倍，一般只用在輸出功率為150W 左右的變換器中。圖1.5-8所示為上述三種電路結(jié)構(gòu)原理圖。由于升壓型具有下述優(yōu)點，故在目前得到了廣泛的應(yīng)用。z 輸入電路中的電感L 適于電流型控制；z 電容器C 儲能大，體積小

48、；z 由于預(yù)調(diào)整器在電容器上保持高壓，故維持時間長；z 全輸入電壓范圍內(nèi)控制能保持有最高的功率因數(shù)；z 輸入電流無間斷，且在輸入開關(guān)瞬時最小，易于EMI 濾波；z 輸入電感阻止快速的線路瞬變，大大提高了工作可靠性；z開關(guān)電壓低于輸入電壓。 圖1.5-8 三種模式的功率因數(shù)校正電路原理圖升壓型電路簡化形式，如圖1.5-9所示。當(dāng)開關(guān)元件MOSFET 為ON 時，把能量W=儲存在電感L 中，MOSFET 為OFF 時，通過二極管V 供給負(fù)載，輸出電壓E RL 不能從高于輸入電壓E IN 的電壓中取出。 輸出電流和脈動電壓可分別由下式表示： 圖1.5-9 升壓型有源功率因數(shù)校正電路原理及波形圖1.6

49、 開關(guān)電源的電磁兼容性1.6.1 問題的提出通信用開關(guān)電源實際是連接市電電網(wǎng)與通信設(shè)備之間的電源轉(zhuǎn)換設(shè)備。電源設(shè)備本身與電網(wǎng)和通信設(shè)備間有著雙向的電磁干擾影響，而電網(wǎng)則是暴露在大自然的環(huán)境中，這些情況可能會引起以下的問題的發(fā)生。這些問題是：z 外來噪聲使電源設(shè)備本身的控制電路出現(xiàn)誤動作；z 通信設(shè)備由于電源設(shè)備的噪聲出現(xiàn)誤動作；z 電源設(shè)備對電網(wǎng)產(chǎn)生噪聲；z 電源設(shè)備向空間傳播噪聲。綜上所述，一方面電源設(shè)備內(nèi)部有驅(qū)動電路，保護(hù)電路，程序電路及信號檢測電路等，這些電路主要由各種集成電路構(gòu)成，必須采取有效的辦法來防止外來噪聲對電路的干擾；另一方面，從電源設(shè)備入端進(jìn)入的噪聲可能出現(xiàn)在其輸入端，也必須

50、采取有效的辦法來防止噪聲的傳遞，這就要求電源設(shè)備考慮電磁兼容性EMC 的設(shè)計，即噪聲抑制對策。1.6.2 電磁兼容性EMC 涉及的內(nèi)容1 電磁干擾EMI主要是檢查被測設(shè)備遠(yuǎn)行時產(chǎn)生的EMI 信號電平。這種EMI 信號又稱噪聲。分為傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲。2 電磁敏感度EMS即抗干擾性能，要求被測設(shè)備能承受一定電平的傳導(dǎo)和輻射信號的影響，而不致性能下降或發(fā)生故障。3 電磁脈沖EMP模擬雷電和發(fā)生核爆炸時在電網(wǎng)上生成的尖峰信號并施加在實驗設(shè)備上，而不導(dǎo)致實驗設(shè)備的性能下降或故障，特別是防雷措施，在廣大鄉(xiāng)村尤為重要。4 靜電放電ESD把模擬靜電放電特性電壓施加到被測設(shè)備上，而不導(dǎo)致其性能的下降或發(fā)生故障

51、。主要從設(shè)備的使用環(huán)境，元器件的選擇，結(jié)構(gòu)的設(shè)計和電路設(shè)計來考慮。靜電放電對半導(dǎo)體器件及數(shù)字電路造成的損害主要有三個方面。（1） 使MOS 器件的柵極與半導(dǎo)體之間的SiO 2層出現(xiàn)靜電擊穿。由于加上過荷靜電放電電壓，會使SiO 2層擊穿而導(dǎo)致MOS 器件失效。厚度10002000Å的氧化層擊穿電壓約100V；（2） 由于靜電感應(yīng)使雙極型晶體管發(fā)生局部溫度，使其中一種材料達(dá)到熔點而損壞器件；（3） 由于帶靜電的物體對數(shù)字電路放電，產(chǎn)生非常大的脈沖電流，瞬時感應(yīng)電壓也非常大，地線電位擺動，數(shù)字電路誤動作，甚至損壞。1.6.3 有關(guān)EMC 的各種標(biāo)準(zhǔn)1 EMI標(biāo)準(zhǔn)國內(nèi)國外都有相應(yīng)的電磁干擾

52、標(biāo)準(zhǔn)來限制開關(guān)電源設(shè)備的這種噪聲。國外標(biāo)準(zhǔn)主要由歐洲無線電干擾委員會的CISPR22、德國的VDE0871和美國的FCC 標(biāo)準(zhǔn)，其中的VDE0871標(biāo)準(zhǔn)比較嚴(yán)格，主要是頻率下限定得較低，為10kHz 。我國制定的EMI 標(biāo)準(zhǔn)為GB9254-88完全等效CISPR22。在我國的標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定，只要通信電源設(shè)備滿足CISPR22 B級或VDE0871標(biāo)準(zhǔn)的電源設(shè)備就可以與交換機(jī)同置一室而不會互相影響。各種標(biāo)準(zhǔn)都有相應(yīng)的曲線，對設(shè)備的檢測有專用測試設(shè)備和測試場地進(jìn)行，可以打印或顯示實測曲線與標(biāo)準(zhǔn)曲線作相對檢查。下面給出幾種主要標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定值： 2 電磁脈沖EMP 標(biāo)準(zhǔn)目前對于浪涌保護(hù)的標(biāo)準(zhǔn)主要有IEEEC

53、587-1980和IEEEC62.41-1991，兩個標(biāo)準(zhǔn)的不同之處僅僅在于C62.41-1991要求電壓和電流波形同時加在受試電源設(shè)備的輸入端來進(jìn)行防浪涌電壓保護(hù)檢測，而IEEEC587-1980規(guī)定電壓電流波形可分別加入受測電源設(shè)備的輸入端，其電壓電流波形圖規(guī)定如下。標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，在施加上述相應(yīng)的波形于受測電源設(shè)備的輸入端（L-L ，L-N ），受測電源設(shè)備應(yīng)無故障和告警出現(xiàn)。 圖1.6-1 典型的雷電浪涌波形圖1.6.4 開關(guān)電源中的EMC 設(shè)計1 EMI對策EMI 的對策主要是噪聲濾波器的設(shè)計，有兩種噪聲傳播，一種是共模噪聲，一種是差模噪聲。共模噪聲是流入大地的電流，差模噪聲是在線之間的電

54、流。在采取噪聲對策時，主要是考慮共模噪聲的多，然而在低頻范圍，以差模傳輸噪聲的比例較大，必須根據(jù)噪聲的成份來選擇適當(dāng)?shù)脑肼暈V波器。在噪聲濾波器的設(shè)計和應(yīng)用中，目前以分散型噪聲為多，在分散型濾波器中使用的主要元件是共模線圈和線電容。共模線圈的目的是用于衰減共模噪聲，一般是在閉磁路的鐵氧體磁心上同相位圈繞銅線，這是為了防止50Hz 交流電引起的磁通飽和在共模情況下獲得大的電感。圖1.6-2所示是共模噪聲和差模噪聲說明示意圖及共模線圈的原理和濾波形結(jié)構(gòu)示意圖。 圖1.6-2 共模噪聲、差模噪聲和共模線圈示意圖2 浪涌保護(hù)浪涌保護(hù)主要指防雷保護(hù)，就是在極短的時間內(nèi)釋放掉設(shè)備電流上因感應(yīng)雷擊而產(chǎn)生的大量脈沖能量到安全地線上，從而保護(hù)整個設(shè)備。目前防雷擊保護(hù)一般采用壓敏電阻MOV 、穩(wěn)壓二極管和氣體放電管三種抑制方式。對抑制器的基本要求是反應(yīng)速度要快，否則，在受保護(hù)電路的兩端如果出現(xiàn)上升速度極快的瞬時峰值電壓，在抑制器作用之前就已經(jīng)出現(xiàn)了危害。這三種方式的工作原理是：氣體放電管一般由兩種