LCL并網(wǎng)逆變器新型電流雙閉環(huán)控制策略研究 - 黃摯雄 - 圖文-

1、第40卷第17期電力系統(tǒng)保護(hù)與控制Vol.40 No.17 2012年9月1日 Power System Protection and Control Sep. 1, 2012 LCL并網(wǎng)逆變器新型電流雙閉環(huán)控制策略研究黃摯雄,徐保友,沈玲菲,李志勇(中南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,湖南 長(zhǎng)沙 410075摘要:提出了一種新型的LCL型并網(wǎng)逆變器電流雙閉環(huán)控制策略。內(nèi)環(huán)采用電容電流反饋增加LCL并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)阻尼,以抑制LCL輸出濾波器帶來(lái)的高頻諧振問(wèn)題;外環(huán)采用重復(fù)PR復(fù)合控制策略實(shí)現(xiàn)對(duì)并網(wǎng)電流的高性能控制,以抑制電網(wǎng)電壓波動(dòng)和非線性負(fù)載對(duì)并網(wǎng)電流的影響,實(shí)現(xiàn)對(duì)基頻信號(hào)的無(wú)靜差控制和高功率因數(shù)并

2、網(wǎng)。在此理論分析的基礎(chǔ)上研究了控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性,提出LCL并網(wǎng)逆變器電流雙閉環(huán)控制器優(yōu)化設(shè)計(jì)方案。最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了理論分析的正確性和控制策略的可行性。關(guān)鍵詞:并網(wǎng)逆變器;LCL濾波器;高頻諧振;電容電流反饋;重復(fù)PR控制New current double closed loop control strategy of LCL grid-connected inverterHUANG Zhi-xiong, XU Bao-you, SHEN Ling-fei, LI Zhi-yong(School of Information Science and Engineering, Central

3、South University, Changsha 410075, ChinaAbstract: A new current double closed-loop control strategy of LCL-type grid-connected inverter is proposed. The inner-loop uses capacitor current feedback to increase the system damping, to suppress high frequency resonance problems caused by LCL filter; the

4、outer-loop adopts repeat-PR complex control strategy to control grid current, to inhibit the effect of voltage fluctuations and non-linear load on the grid currents and achieve non-static error control of fundamental signal and high power factor network synchronization. Based on this analysis, the s

5、tability of the control system is studied, and inverter dual-loop controller is adopted to optimize the design. Finally, the simulation verifies the correctness of theoretical analysis and the feasibility of control strategy.Key words: grid-connected inverter; LCL filter; high-frequency resonance; c

6、apacitor current feedback; repeat PR control中圖分類(lèi)號(hào): TM71 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A 文章編號(hào): 1674-3415(201217-0001-050 引言LCL型并網(wǎng)逆變器因其優(yōu)越的高頻諧波抑制能力,受到人們廣泛重視1-2。但LCL濾波器是三階系統(tǒng),存在諧振問(wèn)題,導(dǎo)致系統(tǒng)諧波含量超標(biāo)甚至影響系統(tǒng)穩(wěn)定性3。解決諧振問(wèn)題主要有無(wú)源阻尼控制4和有源阻尼控制5。有源阻尼控制通過(guò)控制算法增加系統(tǒng)阻尼,不但可以有效抑制LCL濾波器高頻諧振,而且不會(huì)增加系統(tǒng)功率損耗,成為目前研究和應(yīng)用的主流。目前,并網(wǎng)逆變器普遍采用并網(wǎng)電流控制策略。其中無(wú)差拍控制對(duì)瞬時(shí)擾動(dòng)具有良好

7、的抑制效果,但是對(duì)于周期性擾動(dòng)抑制效果并不理想6。比例諧振控制可以對(duì)特定頻率正弦信號(hào)實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制,且具有較好動(dòng)態(tài)性能,但無(wú)法抑制非線性負(fù)載的高次諧波,導(dǎo)致輸出電流存在少量諧波7。重復(fù)控制具有良好的魯棒性與穩(wěn)態(tài)性能,但動(dòng)態(tài)性能較差8。文獻(xiàn)9提出了一種基于重復(fù)PI的復(fù)合控制策略,利用PI環(huán)節(jié)來(lái)提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能,但積分環(huán)節(jié)使系統(tǒng)產(chǎn)生相位誤差,導(dǎo)致系統(tǒng)控制性能變差。針對(duì)以上問(wèn)題,本文提出了一種新型的并網(wǎng)逆變器電流雙閉環(huán)控制策略,通過(guò)電容電流反饋增加系統(tǒng)阻尼,并網(wǎng)電流環(huán)采用重復(fù)PR控制,抑制電網(wǎng)電壓波動(dòng)和非線性負(fù)載對(duì)并網(wǎng)電流的影響。最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了該方法的可行性和有效性。1LCL型并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型

8、單相LCL型并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中1L、2L和fC分別為逆變器側(cè)電感、網(wǎng)側(cè)電感和濾波電容;dcU為直流側(cè)電壓;su為電網(wǎng)電壓;si為并網(wǎng)電流;oU為逆變電壓。由以上并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)可以得到并網(wǎng)輸出電流si同逆變器輸出電壓oU及電網(wǎng)電壓sU關(guān)系為- 2 - 電力系統(tǒng)保護(hù)與控制21f s o s 2212f 1212f 1211(+(+LC s i U U LL C s L L s LL C s L L s+=+ (1 圖1 單相LCL 型并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)Fig. 1 Structure of single-phase LCL grid-connected inverter若將電網(wǎng)電壓s

9、u 當(dāng)成擾動(dòng)輸入,可以得到并網(wǎng)輸出電流s i 和并網(wǎng)逆變器輸出電壓o U 之間的傳遞函數(shù)為s 3o 12f 121(+i G s U L L C s L L s=+ (2 由于LCL 濾波器是三階系統(tǒng),在諧振頻率處會(huì)產(chǎn)生一個(gè)很大的過(guò)沖,導(dǎo)致諧振頻率處諧波的幅值放大,從而增加并網(wǎng)電流中高次諧波的含量。目前并網(wǎng)逆變器普遍采用高頻雙極性SPWM調(diào)制,開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)大于基波頻率,因此可以將SPWM 逆變單元看成一個(gè)增益環(huán)節(jié)PW M K ,一般取PWM dc K U =。則并網(wǎng)逆變器傳遞函數(shù)可以表示為PWM 312f 12(+K P s L L C s L L s =+ (3 2 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 本文提出一種

10、新的并網(wǎng)逆變器電流雙閉環(huán)控制方法,包括電容電流反饋環(huán)節(jié)和基于重復(fù)PR 控制的并網(wǎng)電流控制環(huán)節(jié),ck 為電容電流反饋系數(shù),控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。 圖2 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig. 2 Structure of double closed loop control system 2.1 電容電流反饋環(huán)節(jié)針對(duì)LCL型并網(wǎng)逆變器諧振問(wèn)題,通過(guò)電容電流反饋增大系統(tǒng)阻尼,達(dá)到抑制諧振的目的10。引入電容電流反饋環(huán)節(jié)后系統(tǒng)傳遞函數(shù)改寫(xiě)為c PWM3212f c PWM 212(+k K P s L L C s k K L s L L s=+ (4引入電容電流反饋后系統(tǒng)特性如圖3所示。圖3 采用電容電流反饋

11、的系統(tǒng)波特圖Fig. 3 Bode figure of capacitor current feedback system由圖3可知,加入電容電流反饋環(huán)節(jié)后,諧振尖峰得到較好抑制,增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性,而且不會(huì)降低系統(tǒng)高次諧波抑制能力。 2.2 重復(fù)PR控制策略 重復(fù)控制是基于內(nèi)模原理的一種控制方法,利用擾動(dòng)的重復(fù)性來(lái)逐周期修正輸出信號(hào),因此閉環(huán)系統(tǒng)能夠有效抑制周期性的擾動(dòng),實(shí)現(xiàn)對(duì)周期性參考輸入信號(hào)的無(wú)靜差跟蹤,具有良好的穩(wěn)態(tài)性能。但是重復(fù)控制器在干擾出現(xiàn)后一個(gè)參考周期內(nèi)不產(chǎn)生任何調(diào)節(jié)作用,導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能變差。重復(fù)控制的內(nèi)模離散形式為RC (1NN z G z S z Qz = (5 式(5可

12、以看作是一種對(duì)信號(hào)周期性的積分,其中N 為一個(gè)周期的采樣次數(shù),Q 為積分衰減系數(shù),S (z 為針對(duì)控制對(duì)象設(shè)計(jì)的補(bǔ)償函數(shù)。比例諧振控制器利用其諧振特性增大固定頻率的增益,可以實(shí)現(xiàn)對(duì)特定正弦信號(hào)參考信號(hào)的無(wú)差跟蹤。比例諧振控制器的傳遞函數(shù)11為 r PR p 2r 2(2k sG s k s =+ (6式中:p k 為比例系數(shù);r k 為廣義積分系數(shù);r 基波頻率。 由式(6可以得出PR 控制器在基頻r 處的趨于無(wú)窮大,而在非基頻處增益很小,因此可以完全消除穩(wěn)態(tài)誤差,且動(dòng)態(tài)性能較好。通過(guò)以上分析,不難發(fā)現(xiàn)重復(fù)控制和PR 控制具有良好的互補(bǔ)性。為此本文將比例諧振控制引入黃摯雄,等 LCL 并網(wǎng)逆變

13、器新型電流雙閉環(huán)控制策略研究 - 3 -重復(fù)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中,構(gòu)成重復(fù)PR 復(fù)合控制策略。該控制策略具有以下優(yōu)點(diǎn):實(shí)現(xiàn)逆變電源輸入電壓信號(hào)的無(wú)靜差控制。具有良好的動(dòng)態(tài)性能,而且不會(huì)帶來(lái)相位位差?？梢院芎玫匾种齐娋W(wǎng)電壓擾動(dòng)和非線性負(fù)載帶來(lái)的諧波干擾。重復(fù)PR 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。 圖4 重復(fù)PR 控制系統(tǒng) Fig. 4 Repeat-PR control system圖4中:*s i 為參考并網(wǎng)電流;s i 為實(shí)際并網(wǎng)電流;N z 為周期延時(shí)環(huán)節(jié);(Q z 為輔助補(bǔ)償器;(S z 為受控對(duì)象補(bǔ)償器;PR (G z 為比例諧振控制環(huán)節(jié)。重復(fù)PR 復(fù)合控制器采用重復(fù)控制和PR 控制并聯(lián)的形式。其

14、中PR 控制的主要作用是在保證系統(tǒng)穩(wěn)定性的基礎(chǔ)上,實(shí)現(xiàn)對(duì)并網(wǎng)基波電流的無(wú)靜差控制。重復(fù)控制的主要作用是抑制電網(wǎng)電壓擾動(dòng)和非線性負(fù)載帶來(lái)的諧波干擾。3 控制器設(shè)計(jì)與性能分析光伏逆變器控制為電流源實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)功能,電流控制器的響應(yīng)速度遠(yuǎn)比電壓控制器的快。因此在設(shè)計(jì)電流雙閉環(huán)時(shí)不能像電壓電流雙環(huán)一樣分別設(shè)計(jì),需要根據(jù)控制器的性能要求同時(shí)設(shè)計(jì)內(nèi)外環(huán)的控制器參數(shù)12。由于本文加入重復(fù)控制的主要目的是消除諧波干擾,因此將重復(fù)控制的控制對(duì)象設(shè)為PR 控制和電容電流反饋控制的等效模型。PR 控制和電容電流反饋的閉環(huán)傳遞函數(shù)為 65243342513221*s s A s A s A s A s A s A B s

15、 B s B i i += (7 式中:21p c PWM 2r c PWM 31r ;B k k K B k k K B B = 2112f 2c PWM 2f 31212f r ;A L L C A k K L C A L L L L C =+24p c PWM c PWM 22r 5r c PWM 1;(A k k K k K L C A k k K L =+=+22r ;L 26p c PWM r A k k K =。對(duì)應(yīng)的特征方程為6524334251s (A s A s A s A s A s A D +=(8由此可以得到系統(tǒng)穩(wěn)定的充要條件是p k 、r k 和c k 三者的關(guān)系式

16、,因此必須合理設(shè)計(jì)這三個(gè)參數(shù)以保證系統(tǒng)的穩(wěn)定。3.1 PR 控制和電容電流反饋控制由式(7可知,等效對(duì)象閉環(huán)傳遞函數(shù)是一個(gè)五階系統(tǒng),直接求解閉環(huán)特征方程比較困難。因此本文首先對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行降階處理,然后通過(guò)極點(diǎn)配置13到期望的位置,計(jì)算控制器參數(shù)。011121231121/,/,/,/X B A X B B X B B Y A A =,231341451561/,/,/,/Y A A Y A A Y A A Y A A =,5423324152120*s s (Y s Y s Y s Y s Y s X s X s X I I += (9 零極點(diǎn)對(duì)消后系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)為20125432123450

17、32123(sX s X s X G s Ys Y s Y s Y s Y X s Ts T s T +=+ (10系統(tǒng)特征方程為22n n n (s(2(D s s s m =+ (112231n 2n 3n (2,(21,T m T m T m =+=+=式中:m 為正整數(shù);為期望的阻尼比;n 為期望的自然角頻率。綜合以上方程,然后根據(jù)極點(diǎn)配置方法,代入LCL 濾波器參數(shù)1 5.5mH L =,21mH L =和f C = 20F 獲得控制參數(shù)。經(jīng)過(guò)微調(diào),得出5.0p =k 、r k = 80、37.85PWM c =K k 、68.0=、n =7185rad /s 。 3.2 重復(fù)控制器

18、設(shè)計(jì)根據(jù)上節(jié)分析,重復(fù)控制的等效控制對(duì)象為RCPR (1(P z G z G z P z =+ (12等效控制對(duì)象特性如圖5所示。圖5 等效對(duì)象波特圖Fig. 5 Bode figure of equivalent object由圖5可知,等效對(duì)象低頻增益接近于1,但高頻段衰減效果不理想,而且具有一定的相位滯后。為此需要合理設(shè)計(jì)重復(fù)控制器參數(shù)以解決上述問(wèn)題。- 4 - 電力系統(tǒng)保護(hù)與控制 根據(jù)文獻(xiàn)14提供的重復(fù)控制器設(shè)計(jì)方法,按照中低頻對(duì)消高頻衰減的原則進(jìn)行控制器參數(shù)的選擇以保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。經(jīng)過(guò)PR 控制和電容電流反饋控制的調(diào)節(jié)系統(tǒng)的中低頻特性已經(jīng)得到很好的控制,因此重復(fù)器的設(shè)計(jì)主要實(shí)現(xiàn)高頻

19、諧波抑制。這里Q (z 簡(jiǎn)單的取為0.95,重復(fù)控制器增益RC K 取為0.8,S (z 主要是為了增強(qiáng)前向通道的高頻衰減特性,本文采用二階巴特沃斯數(shù)字濾波器S (z 表達(dá)為20.054150.04817( 1.6020.7047z S z z z +=+ (13則采用電流雙閉環(huán)控制策略的控制效果如圖6所示(特性1為未加重復(fù)控制的,特性2為加重復(fù)控制的。 圖6 電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)波特圖Fig. 6 Bode figure of current double closed loop control system由圖6可以看出,經(jīng)過(guò)電流雙閉環(huán)控制調(diào)節(jié),系統(tǒng)中低頻增益基本為1,高頻段得到迅速衰減,系

20、統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性和抗干擾能力。4 仿真分析 為驗(yàn)證本文提出方法的可行性,在Matlab/ Simulink 中搭建并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)仿真模型。系統(tǒng)參數(shù)為:額定功率P =2.5 kW ,電網(wǎng)相電壓U =220 V ,開(kāi)關(guān)頻率f =10.5 kHz 。采用電流雙閉環(huán)控制策略的并網(wǎng)逆變器的三相并網(wǎng)電流如圖7所示。 -t /s i /p u圖7 三相并網(wǎng)電流波形Fig. 7 Three-phase grid-connected current waveform由圖7可以看出,采用本文提出的電流雙閉環(huán)控制策略不僅可以消除LCL 濾波器高頻諧振,且高次諧波得到有效抑制,并網(wǎng)逆變器以單位功率因數(shù)向電網(wǎng)輸送

21、能量。圖8為電網(wǎng)電壓波動(dòng)時(shí),分別采用PR控制器、重復(fù)控制器和重復(fù)PR 控制器對(duì)并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流進(jìn)行控制的效果。圖8 電網(wǎng)電壓波動(dòng)時(shí)并網(wǎng)電流波形Fig. 8 Grid-connected current waveform when voltagefluctuation由圖8可以看出,重復(fù)PR 復(fù)合控制策略結(jié)合了重復(fù)控制和PR 控制的優(yōu)點(diǎn),可以有效抑制電網(wǎng)電壓波動(dòng)和非線性負(fù)載對(duì)并網(wǎng)電流的影響,并網(wǎng)電流諧波畸變率較低。當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載突變(突變時(shí)刻t =0.025 s 時(shí),圖9(a 和圖9(b 分別為系統(tǒng)由滿(mǎn)載突變至半載和由半載突變至滿(mǎn)載時(shí)A 相并網(wǎng)電流波形。圖9 負(fù)載突變時(shí)并網(wǎng)電流波形Fig. 9 G

22、rid current waveform under load mutation由圖9可以看出,在負(fù)載突變前后,并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓相位始終保持同相,并且在一個(gè)周期內(nèi)即可達(dá)到穩(wěn)定。由此可見(jiàn)本文提出的電流雙閉環(huán)控制策略可以保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行且具有良好的動(dòng)態(tài)性能。黃摯雄,等LCL并網(wǎng)逆變器新型電流雙閉環(huán)控制策略研究- 5 -5結(jié)論本文提出了一種新型的并網(wǎng)逆變器電流雙閉環(huán)控制策略,通過(guò)理論分析和仿真研究得到以下結(jié)論:(1提出了一種新型并網(wǎng)逆變器電流雙環(huán)控制策略,內(nèi)環(huán)采用電容電流反饋增加系統(tǒng)阻尼抑制系統(tǒng)高頻諧振;外環(huán)采用重復(fù)PR復(fù)合控制策略,結(jié)合了重復(fù)控制和PR控制的優(yōu)點(diǎn),可以有效抑制電網(wǎng)電壓波動(dòng)和非線性

23、負(fù)載對(duì)并網(wǎng)電流的影響。(2對(duì)LCL型并網(wǎng)逆變器電流雙閉環(huán)控制器進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。在保證系統(tǒng)穩(wěn)定性的基礎(chǔ)上,提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。參考文獻(xiàn)1 王曉濤, 曾成碧, 劉晨曦. 基于模糊控制的并網(wǎng)逆變器的研究J. 電力系統(tǒng)保護(hù)與控制, 2011, 39(9: 97-101.WANG Xiao-tao, ZENG Cheng-bi, LIU Chen-xi. Studyof grid-connected inverter based on fuzzy controlJ.Power System Protection and Control, 2011, 39(9:97-101.2李明, 易靈芝, 彭寒梅,

24、等. 光伏并網(wǎng)逆變器的三環(huán)控制策略研究J.電力系統(tǒng)保護(hù)與控制, 2010, 38(19:46-50.LI Ming, YI Ling-zhi, PENG Han-mei, et al. Research ofthree-loop control method of photovoltaic grid-connectedinverterJ. Power System Protection and Control, 2010,38 (19: 46-50.3 Gullvik W, Norum L, Nilsen R. Active damping ofresonance oscillations i

25、n LCL-filters based on virtual fluxand virtual resistorC / European Conference on PowerElectronics Aalborg, 2007.4Wang T C Y, Ye Z H, Sinha G I. Output filter design for agrid-interconnected three-phase inverterC / IEEE Power Electronics Specialists Conference, Acapulco.Mexico: IEEE, 2003: 779-784.5

26、 王學(xué)華, 阮新波, 劉尚偉. 抑制電網(wǎng)背景諧波影響的并網(wǎng)逆變器控制策略J. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2011, 31(6: 7-14.WANG Xue-hua, RUAN Xin-bo, LIU Shang-wei.Control strategy for grid-connected inverter to suppresscurrent distortion affected by background harmonics ingrid voltageJ. Proceedings of the CSEE, 2011, 31(6:7-14.6 劉勝榮, 楊蘋(píng), 肖瑩, 等. 兩級(jí)式光伏并網(wǎng)逆變

27、器的無(wú)差拍控制算法研究J. 電力系統(tǒng)保護(hù)與控制, 2010,38(8: 26-29.LIU Sheng-rong, YANG Ping, XIAO Ying, et al.Algorithm research of deadbeat control fordouble-stagephotovoltaic grid-connected inverterJ. Power SystemProtection and Control, 2010, 38(8: 26-29.7粟梅, 王輝, 孫堯, 等. 基于改進(jìn)重復(fù)控制器的三相四線逆變器設(shè)計(jì)J. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2009, 30(24:29-35.S

28、U Mei, WANG Hui, SUN Yao, et al. Design of three-phase four-leg inverter based on modified repetitivecontrollerJ. Proceedings of the CSEE, 2009, 30(24:29-35.8 ZHANG Bin, WANG Dan-wei, HOU Ke-liang, et al.Linear phase lead compensation repetitive control of aCVCF PWM inverterJ. IEEE Transactions on I

29、ndustrialElectronics, 2008, 55(4: 1595-1602.9王斯然, 呂征宇. LCL型并網(wǎng)逆變器中重復(fù)控制方法研究J. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2010, 30(27: 69-75.WANG Si-ran, Lü Zheng-yu. Research on repetitive control method applied to grid-connected inverter withLCL filterJ. Proceedings of the CSEE, 2010, 30(27:69-75.10 徐志英, 許愛(ài)國(guó), 謝少軍. 采用LCL 濾波器的并網(wǎng)逆變器雙閉環(huán)入網(wǎng)電流控制技術(shù)J. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2009, 29(27: 36-41.XU Zhi-ying, XU Ai-guo, XIE Shao-jun. Dual-loop gridcurrent control technique for grid-connected inverter using an LCL filterJ. Proceedings of the CSEE, 2009,29(27: 36-41.11 Teodorescu, Blaabjerg, Liserre, et al. Proportional- reso