可消除米勒效應(yīng)并提升PFC性能的折疊共源共柵結(jié)構(gòu)

1、可消除米勒效應(yīng)并提升PFC性能的折疊共源共柵結(jié)構(gòu)離線式電源的功率因數(shù)校正器(PFC)前端很容易受到工作頻率限制的影響，而這種限制是相關(guān)的功率MOSFET的米勒效應(yīng)所導(dǎo)致的。具有共源(MOSFET)或共發(fā)射極(雙極晶體管)結(jié)構(gòu)的所有晶體管都會產(chǎn)生米勒效應(yīng)。 大多數(shù)PFC都采用具有共源MOSFET或共發(fā)射極功率雙極晶體管結(jié)構(gòu)的升壓轉(zhuǎn)換器。圖1是一個采用共源功率MOSFET(Q)的傳統(tǒng)升壓PFC內(nèi)核。這個內(nèi)核本質(zhì)上是一個高增益放大器，可以通過在電感器L上存儲和釋放能量來控制功率。當(dāng)MOSFET處于導(dǎo)通和斷開狀態(tài)時，它的漏極電壓(VDS)在接近0V和PFC輸出電壓之間擺動，PFC輸出一般在200V40

2、0V之間。該電壓以一定周期對MOSFET的漏/源極電容(CDS)和漏/柵電容(CDG)進行再充電，并且影響柵/源極(CGS)電容(圖2)。 相對于VGS和EIN驅(qū)動電壓，VDS和漏/柵極電壓(VDG)是反相的，記住這一點至關(guān)重要。這意味著存在來自漏/柵極的負反饋，這就是米勒效應(yīng)。米勒效應(yīng)可加大MOSFET或雙極晶體管的視在輸入電容值。 為了解米勒效應(yīng)的影響，本文將分析米勒效應(yīng)是如何影響升壓晶體管的輸入電流的，并同時忽略時序方法。MOSFET的內(nèi)部柵極電阻(RG)(圖2)可忽略不計，不在本次分析范圍內(nèi)。 圖1：這個簡化的PFC電路采用UC3854A和單電源MOSFET。假定MOSFET為負反饋放

3、大器，如果對其施加一個較小的步進輸入(EIN)，則式1成立： dVDG=dVGS-dVDS (1) 其中，VDG=漏/柵極電壓，VGS=柵/源極電壓，VDS=漏/源極電壓。 它們的值都很小，因此將用這些值的微分形式進行分析，但是： dVDS=- dIDZL (2) 其中，dID=MOSFET漏極電流的變化，ZL=負載阻抗。 圖2：功率MOSFET輸入電路的輸入電容、電壓和電流。那么： dID=SdVGS (3) 其中，S=MOSFET跨導(dǎo)的斜率。 將表示dID的式3代入式2，得到： dVDS=-SZLdVGS (4) 這里，(SZL)表示MOSFET放大器的增益G，減號“-”表示負反饋，因此，

4、 G=SZL (5) 假定式5成立，則式4可表示成： dVDS=-GdVGS (6) 將式6代入式1，得到dVDS的表達式： dVDG=dVGS+GdVGS=dVGS(1+G) (7) 圖3：典型MOSFET電路的示波器曲線顯示了漏極(通道1)和柵極(通道2)波形。如圖2所示，輸入電流(IIN)分成以下兩部分： IGD=從MOSFET柵/漏極流過的電流 IGS=從MOSFET柵/源極流過的電流： IIN=IGD+IGS (8) 柵/漏極電荷(QDG)的變化產(chǎn)生電流dIGD，因此： IGD=dQDG/dt (9) 所以， IGD=dQDG/dt=CDGdVDG/dt (10) 或者假設(shè)式7成立，

5、可得 IGD=dQDG/dt=CDG(1+G)dVGS/dt (11) 圖4：在PFC電路的MOSFET的漏極(通道1)和柵極(通道2)波形的示波器曲線中，在漏極電壓減小和柵極信號增加之間明顯存在一個特殊的延遲。漏極電壓的變化是由柵極信號仍為零時的諧振電路操作而引起的，因此這種變化不會影響柵極電壓。并且， IGS=CGSdVGS/dt (12) 因此， IIN=CDG(1+G)dVGS/dt+CGSdVGS/dt 或者 IIN=CGS+CDG(1+G)dVGS/dt (13) 其中，CGS+CDG(1+G)=CAPP是MOSFET的視在輸入電容，該電容必須由輸入電流IIN進行再充電。視在電容C

6、APP的值可以很高，因此輸入電流的值也應(yīng)該很高。 圖5：在這個共源結(jié)構(gòu)中，PFC電路具有折疊共源共柵MOSFET，并采用升壓控制器U1，以通過電阻器驅(qū)動低壓MOSFET。所以， IIN=CAPPdVGS/dt (14) 例如，對于IXYS IXFR48N50Q，MOSFET與電路器件具有如下特性： CGS=7nF CDG=0.230nF S=30 ZL=230 (PFC inductor inductance) ZL=230 (PFC電感器的電感) L=300 H (工作頻率為125kHz)，所以 G=SZL=30236=7000 并且 CAPP=0.230(1+7000)+7=1.617(F

7、) 很明顯，輸入電流必須在工作頻率為0.15 V/ns或150 V/s時對該電容再充電。 并且，從式14可以得到，IIN為242.5A。 實際上，當(dāng)電壓VGS和VDS變化時，CDG和CDS的變化量可能超過一個數(shù)量級或者更多(當(dāng)電壓從0上升到40V時，電容大幅降低)。IIN的平均值可能不會很大，但是可能會出現(xiàn)10A20 A的瞬時電流。MOSFET驅(qū)動器無法產(chǎn)生這么大的電流，這種大電流會使MOSFET的柵極驅(qū)動產(chǎn)生大家熟知的“高原”特性(圖3)。 圖6：采用共柵結(jié)構(gòu)的MOSFET的等效電路圖。因此，米勒效應(yīng)使視在電容CDG的值增加N倍(N=MOSFET放大器的增益-1，可能為數(shù)千數(shù)量級)。這個已定

8、的負反饋將大大縮短MOSFET的開關(guān)過程，從而導(dǎo)致柵/源信號時序圖中的“高原”現(xiàn)象(圖3)。米勒效應(yīng)將限制升壓轉(zhuǎn)換器(PFC)的工作頻率遠低于IC和MOSFET的頻率指標。 圖7：在與折疊共源共柵結(jié)構(gòu)相連的MOSFET的示波器曲線上沒有明顯的米勒效應(yīng)。通道1是Q1的漏極波形，通道2是Q1的柵極波形。由于升壓晶體管漏/源極電壓(VDS)受外部諧振電路，而不是MOSFET的柵極信號(EIN)的控制，因此在零電壓下進行轉(zhuǎn)換有助于避免產(chǎn)生米勒效應(yīng)。這個方法的可靠性非常高，它需要另一個高電壓MOSFET、一個諧振電感器、兩個高壓二極管和少量吸收器件(snubbing component)，這些吸收器件可

9、以抑制由額外的整流二極管、電感器及其雜散參數(shù)引起的寄生震蕩。功率大于800W的電源可以采用這種類型的PFC。圖4是柵極驅(qū)動和漏極電壓的波形圖。 圖8：折疊共源共柵結(jié)構(gòu)PFC電路的示波器曲線顯示了Q2的漏極波形(通道1)以及Q1的柵極波形(通道2)。對較小的功率比應(yīng)用來說，折疊共源共柵結(jié)構(gòu)可能是理想選擇。這是一個容易實現(xiàn)并且廉價的解決方案，由于不存在米勒效應(yīng)，因此該方案有助于大幅提高PFC的工作頻率。 Scot Lester的論文提出了一個很好的折疊共源共柵原理圖電路的例子。該論文討論了在折疊共源共柵結(jié)構(gòu)中輸入和輸出電壓的增加，但它并沒有討論折疊共源共柵方案的一個更為重要的性能，即這種結(jié)構(gòu)可以消

10、除米勒效應(yīng)，以便能工作在更高的頻率上。 圖5給出的折疊結(jié)構(gòu)放大器采用了升壓控制器U1(德州儀器公司的UC3854A可能是一個理想的選擇方案)，并通過電阻器R驅(qū)動一個低壓和低RDS 的MOSFET (Q1)。由于高壓晶體管Q2是共柵結(jié)構(gòu)(圖6)，并且Q1連接Q2的源極，因此該共源結(jié)構(gòu)具有阻抗極低的漏極負載。在工作狀態(tài)下，當(dāng)負載的阻抗很低時，Q1的漏極電壓擺幅僅為VCC左右。由于Q1的電壓增益很低，因此未產(chǎn)生米勒效應(yīng)。上面的高電壓MOSFET Q2采用共柵極連接，從而消除了負反饋和米勒效應(yīng)。這就是為什么Q2的視在電容值僅等于柵/源極電容值，甚至低于柵/源極電容值(由于Q2、CDS的正反饋)的原因。

11、 在工作期間，Q1和Q2具有導(dǎo)通或者截止兩種狀態(tài)。當(dāng)Q2漏極電壓快速變化時，該電壓通過電容CDG和CDS影響柵源極網(wǎng)絡(luò)。二極管D對Q2的源極進行箝位，當(dāng)Q2截止并且Q2的漏極通過CDS上拉至源極時，將Q2的源極連接到VCC。值得一提的是，Q2的漏極將嚴重影響Q2的柵極電路，從而改變VCC。為避免這種影響， VCC電源應(yīng)該具備不受上拉和下拉變化影響的能力，能吸收和提供足夠大的電流。VCC電源可以采用線性電壓整流器LM78L15和運算放大器來實現(xiàn)，能夠產(chǎn)生大約1A的輸出電流。安森美半導(dǎo)體公司的TCA0372可能是一個好的選擇。 圖7和圖8是折疊共源共柵結(jié)構(gòu)的相關(guān)波形圖，這些波形顯示沒有出現(xiàn)米勒效應(yīng)。當(dāng)工作頻率遠高于傳統(tǒng)PFC的工作頻率時，可采用這種折疊