交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器研究

1、本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器研究燕 山 大 學(xué)2013年6月本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器研究學(xué)院（系）：專 業(yè)：學(xué)生 姓名：學(xué) 號(hào)：指導(dǎo) 教師：答辯 日期：燕山大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）任務(wù)書摘要摘要本文主要研究了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器主電路拓?fù)涞墓ぷ髟砗凸ぷ鬟^(guò)程。工作原理部分分析了兩路雙管正激變換器的交替工作過(guò)程和變壓器實(shí)現(xiàn)鐵芯磁復(fù)位，能量回饋電源的工作原理?？刂齐娐贩绞讲糠执罱讼到y(tǒng)的控制模型，并根據(jù)控制模型對(duì)控制電路參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)。本文第一章討論了具有隔離變壓器的功率電路拓?fù)洌⒏鶕?jù)討論結(jié)果確定交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器作為選擇方案。第二章對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器進(jìn)行

2、了工作原理分析并討論了變壓器工作過(guò)程。第三章完成了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的參數(shù)計(jì)算，第四章建立了BUCK電路的小信號(hào)模型，并對(duì)進(jìn)行了分析，設(shè)計(jì)了補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，搭建了閉環(huán)電路拓?fù)?。第五章進(jìn)行了開(kāi)環(huán)和閉環(huán)的仿真分析。關(guān)鍵詞 雙管正激變換器，交錯(cuò)并聯(lián)，小信號(hào)模型，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，閉環(huán)仿真IAbstractAbstractThis paper studies the interleaved two-transistor forward converter main circuit topology of the working principle and process. Works part analyzes

3、 the two-way dual-transistor forward converter transformer alternating work processes and implement core magnetic reset, regenerative power supply works. Control circuit part to build the system control model and control model under the control parameters of the circuit design.The first chapter disc

4、usses the isolation transformer with a power circuit topology and resulting from the discussion interleaved two-transistor forward converter as an option. The second chapter interleaved two-transistor forward converter works were analyzed and discussed the working process of the transformer. Chapter

5、 3 completed interleaved two-transistor forward converter parameter calculation. Chapter 4 established BUCK circuit small signal model, and analyzed the design of the compensation network, set up closed circuit topology. Chapter 5 performed open-loop and closed-loop simulation.Keywords Two-transisto

6、r forward converter, interleaved, small-signal model, the compensation network, the closed-loop simulationII目 錄摘要 . I Abstract . II第1章 緒論 . 11.1 課題背景 . 11.2 DC/DC變換器常用拓?fù)浣榻B . 21.3 本章小結(jié) . 6第2章 主電路工作原理分析 . 72.1交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的基本關(guān)系 . 72.2變換器中變壓器的磁化過(guò)程 . 82.3電路特點(diǎn)分析 . 102.4本章小結(jié) . 10第3章 電路參數(shù)設(shè)計(jì) . 113.1 設(shè)計(jì)的技術(shù)指標(biāo) .

7、 113.2 主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì) . 113.3 控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì) . 133.4 本章小結(jié) . 16第4章 主電路小信號(hào)模型分析和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì) . 174.1 正激變換器小信號(hào)模型推導(dǎo)與分析 . 174.2 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì) . 204.3 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)計(jì)算 . 224.4 本章小結(jié) . 24第5章 仿真分析 . 255.1 仿真的目的、意義與可信度 . 255.2 開(kāi)環(huán)仿真及其結(jié)果分析 . 255.3 閉環(huán)仿真及其結(jié)果分析 . 275.4 本章小結(jié) . 31結(jié)論 . 32參考文獻(xiàn) . 33III致謝 . 34附錄1 . 35附錄2 . 41附錄3 . 46附錄4 . 54附錄5 . 60I

8、V第1章 緒論第1章 緒論1.1 課題背景開(kāi)關(guān)電源以其很多顯著的優(yōu)點(diǎn)正被越來(lái)越廣泛的應(yīng)用于國(guó)民生產(chǎn)的各個(gè)領(lǐng)域。這些優(yōu)點(diǎn)體現(xiàn)于以下幾個(gè)方面：效率高。開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源調(diào)整開(kāi)關(guān)管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)。在截止期間，開(kāi)關(guān)管無(wú)電流，因此不消耗功率，可大大提高效率，通常可達(dá)到80%以上。而傳統(tǒng)的調(diào)整串連型穩(wěn)壓電源的晶體管一直工作在放大區(qū)，全部負(fù)載電流都通過(guò)晶體管，功耗就較大，因而效率很低，一般只在50%左右。由于開(kāi)關(guān)管在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，功率消耗小，不需要采用大散熱器。而且功耗小使得機(jī)內(nèi)溫升低，周圍元件不會(huì)因長(zhǎng)期工作在高溫環(huán)境下而損壞，有利于提高整機(jī)的可靠性和穩(wěn)定性。穩(wěn)壓范圍寬。當(dāng)開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源輸入的交流電壓在150250范圍

9、內(nèi)變化時(shí)，都能達(dá)到很好的穩(wěn)壓效果，輸出電壓的變化在2%以下。而且在輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，始終能保持穩(wěn)壓電路的高效率。因此開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源適用于電網(wǎng)電壓波動(dòng)很大的地區(qū)。體積小重量輕。開(kāi)關(guān)電源可將電網(wǎng)輸入的交流電壓直接整流，再通過(guò)脈沖變壓器獲得各組不同的脈沖電壓，這樣就可省去笨重的工頻變壓器，節(jié)省了大量漆包線和硅鋼片，使電源的體積大大縮小，重量減輕。安全可靠。開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電路一般都具有自動(dòng)保護(hù)電路。當(dāng)穩(wěn)壓電路、高壓電路、負(fù)載等出現(xiàn)故障或短路時(shí)，能自動(dòng)切斷電源，保護(hù)功能靈敏可靠。正是基于開(kāi)關(guān)電源相對(duì)于傳統(tǒng)相控和線性電源的優(yōu)勢(shì)，很多相關(guān)單位和部門都將面臨著傳統(tǒng)電源的改造和改進(jìn)工作。開(kāi)關(guān)電源市場(chǎng)比較樂(lè)觀。而且隨著

10、電力電子新技術(shù)產(chǎn)品的“四化”發(fā)展方向：應(yīng)用技術(shù)的高頻化，硬件結(jié)構(gòu)的模塊化，軟件控制的數(shù)字化，產(chǎn)品性能的綠色化，新一代開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)含量將在原有基礎(chǔ)上進(jìn)一步提高，更加成熟、經(jīng)濟(jì)、實(shí)用、可靠，從【10】 而更好的服務(wù)于國(guó)民經(jīng)濟(jì)的各個(gè)相關(guān)行業(yè)，提供高品質(zhì)的電能。1燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）1.2DC/DC變換器常用拓?fù)浣榻B1）正激變換器R圖1-1正激變換器如圖1-1所示，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，是中小功率場(chǎng)合常用的拓?fù)浞桨浮＿@種變換器必須采取附加復(fù)位電路來(lái)實(shí)現(xiàn)變壓器鐵芯磁復(fù)位，除有源箝位等少數(shù)幾種磁復(fù)位方式外，其它的多種復(fù)位方式拓?fù)湟话愣即嬖谝韵氯毕荩鹤儔浩麒F芯單向磁化，利用率低，主功率管承受兩倍左右

11、的輸入電壓，主功率管的【3】 占空比一般都不超過(guò)O.5。2)反激變換器R圖1-2反激變換器如圖1-2所示，其電路形式與正激變換器相似，只是變壓器的接法和作 2第1章 緒論用不同。從輸出端看，反激變換器是電流源，功率管每開(kāi)通一次，就要往輸出端傳送能量，因此輸出端不能開(kāi)路。3）推挽變換器圖1-3推挽變換器如圖1-3所示，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，變壓器鐵芯雙向磁化，當(dāng)一臺(tái)正激變換器不工作時(shí)，濾波電感能量可以通過(guò)另一臺(tái)正激變換器的二次側(cè)回路向負(fù)載釋放，因此相同鐵芯尺寸下，推挽電路能夠比正激式電路輸出更大的功率，但電路必須有良好的對(duì)稱性，否則容易引起直流偏磁導(dǎo)致鐵芯飽和。另外，變壓器繞組必須緊密耦合，以減小漏感，

12、從而降低功率管的關(guān)斷電壓尖峰，【3】 這增大了變壓器繞制工藝的要求以及對(duì)所用功率器件電壓定額的要求。4）半橋變換器R圖1-4半橋變換器3燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）如圖1-4所示，鐵芯雙向磁化，利用率高。變壓器鐵芯不存在直流偏磁現(xiàn)象，功率管承受電源電壓，流過(guò)兩倍的輸入電流，適合高壓中功率場(chǎng)合。5）全橋變換器R圖1-5全橋變換器如圖1-5所示，鐵芯雙向磁化，利用率高，易采用軟開(kāi)關(guān)工作方式。功率管承受電源電壓，流過(guò)一倍輸入電流。但全橋變換器功率器件較多，控制及驅(qū)動(dòng)較復(fù)雜，并且變壓器鐵芯存在直流偏磁現(xiàn)象，橋臂存在直通現(xiàn)象，比【3】 較適合大功率場(chǎng)合。6）雙管正激變換器圖1-6雙管正激變換器4第1章

13、 緒論如圖1-6所示，S1和S2同時(shí)導(dǎo)通同時(shí)關(guān)斷，當(dāng)S1和S2導(dǎo)通時(shí)，輸入直流母線電壓加在變壓器原邊繞組上，向副邊傳輸能量，當(dāng)S1和S2關(guān)斷后，Dl&D2導(dǎo)通，磁化能量回饋電源。雙管正激變換器的優(yōu)點(diǎn)： 電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔，通過(guò)兩個(gè)二極管來(lái)提供勵(lì)磁電流回路，實(shí)現(xiàn)鐵芯磁復(fù)位，去除了復(fù)雜的磁復(fù)位電路，與開(kāi)關(guān)管串聯(lián)的二極管將開(kāi)關(guān)管的電壓箝位在輸入電壓，同時(shí)為變壓器的勵(lì)磁電流提供回路，勵(lì)磁能量回饋給電源，減小了損耗，功率管只承受輸入直流母線電壓，電壓應(yīng)力低。 相對(duì)于半橋變換器或全橋變換器而言，雙管正激變換器的每一個(gè)橋臂均由一個(gè)開(kāi)關(guān)管和一個(gè)二極管串聯(lián)組成，不存在橋臂直通現(xiàn)象，可靠性高。雙管正激變換器技術(shù)

14、成熟，在中等功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。但雙管正激變換器存在缺點(diǎn)：通常占空比小于0.5，變壓器工作于磁化曲線的第一象限，磁芯利用率低，而且在同一條件下與全橋相比，輸出濾波【8】 電感的體積也較大。7）交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器R圖1-7交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器如圖1-7所示：1.Q1、Q2、D1、D2與副邊拓?fù)錁?gòu)成一路雙管正激變換器，Q3、Q4、D3、D4與副邊拓?fù)錁?gòu)成另一路正激變換器，D5、D6分別為這兩路正激變換器的副邊整流二極管，D7為兩路共用的續(xù)流二極管，L、C分別為輸出濾 5燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）波電感和濾波電容。2.當(dāng)一路變換器的開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后，經(jīng)過(guò)短暫的死區(qū)時(shí)間，負(fù)載電流經(jīng)二極管D

15、7續(xù)流，變壓器磁化電流逐漸減小為零，實(shí)現(xiàn)鐵芯磁復(fù)位，能量回饋電源，然后另一路變換器開(kāi)始工作，另一組變壓器的勵(lì)磁電流逐漸增大，然后重復(fù)之前過(guò)程。兩路正激變換器以相位相差180°的方式交替工作，因此與單路正激變換器相比其等效占空比，提高一倍。與雙管正激變換器相比，正激變換器的交錯(cuò)并聯(lián)具有許多優(yōu)點(diǎn)： 在同樣工作頻率下，與雙管正激變換器相比，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，減小了輸出濾波電感的體積。 副邊整流側(cè)電壓的等效占空比增加一倍，提高了電路的響應(yīng)，并有利于驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)，在同樣輸出電壓的情況下，整流側(cè)峰值電壓減小一半，續(xù)流時(shí)間減小，有利于續(xù)流管的選擇。 每個(gè)并聯(lián)支路流過(guò)更小的功率，

16、消除變換器的“熱點(diǎn)”，使熱分布均勻，減輕了散熱設(shè)計(jì)的難度 。 輸入電流脈動(dòng)頻率提高一倍，減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機(jī)的體積。兩路雙管正激變換器相當(dāng)于一個(gè)全橋電路，所用的器件數(shù)量基本相同，但是交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器克服了全橋變換器的變壓器偏磁、橋臂直通和控制驅(qū)動(dòng)復(fù)雜等缺點(diǎn)。 基于對(duì)以上幾種常用隔離式DC/DC電路拓?fù)涞姆治?，根?jù)380VAC三相交流輸入，輸出平均功率3KVA的技術(shù)指標(biāo)，本次設(shè)【8】 計(jì)選擇交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器。1.3 本章小結(jié)本章首先對(duì)幾種常見(jiàn)的DC/DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理進(jìn)行分析，并列舉出了各自的優(yōu)缺點(diǎn)。然后又進(jìn)一步講述了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的工作原理

17、及其優(yōu)缺點(diǎn)。通過(guò)對(duì)它們性能的優(yōu)越性進(jìn)行比較，綜合考慮各種因數(shù)，最終決定選用交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器。6第2章 主電路工作原理分析第2章 主電路工作原理分析本章主要從兩個(gè)方面方分析交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理：變換器輸入輸出的基本關(guān)系以及電路中各個(gè)器件的電壓電流應(yīng)力關(guān)系。由于這部分相對(duì)簡(jiǎn)單，這里只是將半導(dǎo)體器件的電壓電流應(yīng)力和輸入輸出電壓的關(guān)系列出。這部分的工作主要是為第三章功率電路各器件的設(shè)計(jì)選取提供依據(jù)。變壓器的磁化過(guò)程，由于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個(gè)短暫的反向磁化的過(guò)程，這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒(méi)有的一個(gè)過(guò)程，因此這里單獨(dú)對(duì)變壓器的磁化過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)的分析。2.1交錯(cuò)并

18、聯(lián)雙管正激變換器的基本關(guān)系為方便論述，將第一章交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的主電路再畫在這里，如圖2-1所示。 Q1、Q2、D1、D2與副邊拓?fù)錁?gòu)成一路雙管正激變換器，Q3、Q4、D3、D4與副邊拓?fù)錁?gòu)成另一路雙管正激變換器，D5、D6分別為這兩路變換器的副邊整流二極管，D7為兩路空用的續(xù)流管，L、C分別為輸出濾波電感和濾波電容。R圖2-1交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器 輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系 Vo2D ViK7燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）其中D是單路占空比，K是變壓器的變比（文中出現(xiàn)的占空比都是指單路占空比）。 關(guān)管的電壓電流應(yīng)力當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)管上的電壓是輸入電壓Vi，當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，流過(guò)開(kāi)關(guān)管

19、的電流是經(jīng)變壓器變換后的負(fù)載電流，其有效值是Iq=副邊整流管的電壓電流應(yīng)力流過(guò)整流管電流的有效值IDR=對(duì)于兩路共用一個(gè)電感的拓?fù)鋪?lái)說(shuō)，副邊整流二極管的電壓應(yīng)力是變壓器副邊電壓的兩倍。副邊續(xù)流管的電壓電流應(yīng)力流過(guò)續(xù)流管電流的有效值為IDF=副邊續(xù)流二極管的電壓應(yīng)力是變壓器副邊電壓。原邊續(xù)流二極管的電壓電流應(yīng)力流過(guò)該二極管的電流是變壓器磁化電流，其上的電壓是輸入電壓。2.2變換器中變壓器的磁化過(guò)程對(duì)于共用一個(gè)電感的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器來(lái)說(shuō)，其磁化曲線不象單路雙管正激變換器是第一象限單向磁化的，而是會(huì)運(yùn)動(dòng)到第三象限。這是由于另一路的存在，使得這路在變壓器去磁完畢后變壓器副邊不會(huì)被續(xù)流二極管短路，

20、造成共用一個(gè)電感的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器磁化曲線會(huì)【6】 運(yùn)動(dòng)到第三象限。下面依據(jù)圖2-2所示的電壓電流原理波形，對(duì)這個(gè)過(guò)程進(jìn)行簡(jiǎn)要的分析。 分析前做如下一些假設(shè)： 所有開(kāi)關(guān)管，二極管均視為理想器件； L足夠大，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，其電流基本保持不變，這樣L和C以及負(fù)載電阻可以看成是一個(gè)電流為I0的恒流源。8第2章 主電路工作原理分析t0t1t2t3t4t5圖2-2半導(dǎo)體器件的電壓電流原理圖在t0時(shí)刻前，Q1、Q2、D1、D2上電壓均為（1/2）Vin，Q3、Q4上電壓均為Vin。負(fù)載電流Io通過(guò)D7續(xù)流，D3、D4導(dǎo)通，磁化電流減小，變壓器T2實(shí)現(xiàn)鐵心磁復(fù)位。t0時(shí)刻，Q1、Q2開(kāi)通，

21、D1、D2、Q3、Q4仍截止，D3、D4仍導(dǎo)通，T2勵(lì)磁電流繼續(xù)通過(guò)D3、D4續(xù)流，線性減小，回饋電源。D7關(guān)斷，D5導(dǎo)通，電源通過(guò)T1給副邊傳輸能量，T1磁化電流從零線性上升。2.在t1時(shí)刻，勵(lì)磁電流為零，D3、D4自然關(guān)斷。開(kāi)關(guān)管Q1、Q2的驅(qū)動(dòng)脈沖變?yōu)榈碗娖?，Q1、Q2關(guān)斷，T1磁化電流從正向最大值線性下降。D5關(guān)斷，D7開(kāi)通，負(fù)載電流I0經(jīng)D7續(xù)流。D1、D2開(kāi)通，T1的磁化電流通過(guò)D1、D2續(xù)流，線性減小，回饋電源。Q1、Q2承受的電壓為Ui。3.在t2時(shí)刻，Q3、Q4的驅(qū)動(dòng)脈沖為高電平，Q3、Q4開(kāi)通，開(kāi)始工作與下半周期，兩路雙管正激變換器互換工作狀態(tài)，重復(fù)前半周期的工作過(guò)程。4.

22、變壓器磁芯復(fù)位過(guò)程分析：以T1為例，當(dāng)Q1、Q2關(guān)斷后，由于變壓器的原邊、副邊均有剩磁，所以流過(guò)原副邊的電流不能突變?yōu)榱?，原邊電流?jīng)續(xù)流二極管D1、D2續(xù)流， 9燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）并逐漸減小，復(fù)邊電流經(jīng)D5續(xù)流，電感電流經(jīng)D7續(xù)流，此時(shí)二極管D5、D7均導(dǎo)通，使變壓器副邊短路，副邊電壓為零，由于變壓器的箝位作用，使原邊電壓為零，原邊電流迅速減小為零，實(shí)現(xiàn)變壓器復(fù)位。【8】2.3電路特點(diǎn)分析從以上分析可見(jiàn)，雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過(guò)二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實(shí)現(xiàn)鐵芯磁復(fù)位，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔。并且主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓，這樣

23、就可以選用高速的MOS管，從而減小輸出和輸入的濾波元件的體積。而且，兩路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器相對(duì)于單路雙管正激變換器，具有以下優(yōu)點(diǎn)：在同樣開(kāi)關(guān)頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積，同時(shí)輸入電流脈動(dòng)頻率提高一倍，減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機(jī)的體積。由于兩路交錯(cuò)并聯(lián)，使得整流側(cè)輸出電壓等效占空比增加一倍，這就帶來(lái)兩個(gè)好處：1.使功率管工作在占空比小于0.5的情況下，整流側(cè)輸出電壓占空比可以在01之間變化，提高了電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，并且有利于驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)；2.在同樣輸出電壓的情況下，變壓器副邊匝數(shù)減少一倍，這使得整流側(cè)峰值電壓減小一半，續(xù)流時(shí)間減小，

24、有利于選擇低電流定額的續(xù)流管。并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個(gè)并聯(lián)支路流過(guò)更小的功率，消除變換器的“熱【10】 點(diǎn)”，使熱分布均勻，提高可靠性。2.4本章小結(jié)本章首先分析雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理，主要從兩個(gè)方面展開(kāi)： 變換器輸入輸出的基本關(guān)系以及電路中各個(gè)器件的電壓電流應(yīng)力關(guān)系。由于這部分相對(duì)簡(jiǎn)單，這里只是將半導(dǎo)體器件的電壓電流應(yīng)力和輸入輸出電壓的關(guān)系列出。這部分的工作主要是為第三章功率電路各器件的設(shè)計(jì)選取提供依據(jù)。變壓器的磁化過(guò)程。由于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個(gè)短暫的反向磁化的過(guò)程，這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒(méi)有的一個(gè)過(guò)程，因此這里單獨(dú)對(duì)變壓器的磁化過(guò)程進(jìn)行了簡(jiǎn)要的分析。10第3章 電路參

25、數(shù)設(shè)計(jì)第3章 電路參數(shù)設(shè)計(jì)3.1 設(shè)計(jì)的技術(shù)指標(biāo)交流電壓：380V±20%輸入電壓：交流電壓整流后得410VDC615VDC輸出電壓：180V直流輸出輸出功率：該變換器是某逆變器的前級(jí)，逆變器輸出滿載功率為3KW?？紤]到逆變器自身?yè)p耗，將該DC/DC變換器平均輸出功率定為3300W，最大瞬時(shí)功率定為6300W。保護(hù)功能：輸入過(guò)壓保護(hù)、輸出過(guò)壓保護(hù)、原邊過(guò)流保護(hù)、后級(jí)保護(hù)、前級(jí)保護(hù)、輸出短路時(shí)具有限流功能(故障消除時(shí)能恢復(fù)正常工作)。3.2主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)主電路參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，考慮穩(wěn)態(tài)時(shí)各元器件的電壓電流關(guān)系。 由于輸入濾波電容的存在，忽略三相整流后電壓的波動(dòng)，從而近似輸入電壓無(wú)波動(dòng)。1

26、.變壓器設(shè)計(jì)【1】a、占空比和變壓器變比的確定控制芯片選用UC3525，試驗(yàn)中它可以輸出最大占空比D為0.47，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)計(jì)在50K。在輸入電壓最低為410VDC時(shí)，保證輸出電壓以達(dá)到180V。 由公式：Vo=2Vi D （3-1）K可得變壓器原副邊變比K=N1:N2=2.14，考慮到實(shí)際電路中會(huì)有一定的占空比丟失，取變比K為2。b、磁芯選擇根據(jù)公式PT104AwAe= （3-2） BwJKofs其中等價(jià)功率PT=3.3KW，Bw取0.15T，載流密度J=4A/mm2，窗口利用系數(shù)KO=0.2，,得磁芯尺寸為18.53，EE55B型磁芯符合.11燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）再根據(jù)公式6ViD

27、110 Np= （3-3） BwAefs得到變壓器原邊參數(shù)N1=27.2，取28，根據(jù)變比要求取副邊匝數(shù)為14。 3.濾波器參數(shù)計(jì)算a、濾波電感根據(jù)公式 L=R(1-2D) （3-4） 2fs其中R為5，=1對(duì)應(yīng)電感電流的臨界點(diǎn)，fS=50KHZ，求得L=130uH。b、濾波電容根據(jù)公式 C= （3-5） 4RfS其中R為5，=0.01，fS=50KHZ，求得C=70uF。4.半導(dǎo)體器件選取a.開(kāi)關(guān)管根據(jù)整流后的最高輸入電壓為615V,選取耐壓為800V的MOSFET。 b.原邊續(xù)流二極管續(xù)流管中流過(guò)的是變壓器磁化電流，取磁化電流為負(fù)載電流的5%，因此得到流過(guò)原邊續(xù)流管的電流為3300 I=0

28、.05=0.99A 180原邊續(xù)流管的電壓應(yīng)力是輸入直流母線電壓，最大為615V，選取DSEl812型二極管。c.副邊整流整流二極管流過(guò)整流管電流的瞬時(shí)值是流過(guò)開(kāi)關(guān)管電流瞬時(shí)值的兩倍，則流 過(guò)整流管的最大電流為I=2Iq=30.7A承受的最大電壓也為615V，選取DSEl3012二極管。d.副邊續(xù)流管的選取開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)于輸出功率變化的頻率很高，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，電感電 12第3章 電路參數(shù)設(shè)計(jì)流近似不變。流過(guò)該二極管的最大電流為IDFmax=IDRmax=30.7A考慮到線路電感引起的電壓尖峰和反向恢復(fù)損耗可能會(huì)熱擊穿二極管，選取兩個(gè)IXYS公司的DSEl3006二極管串聯(lián)。3.3 控制電路關(guān)

29、鍵參數(shù)設(shè)計(jì)控制電路采用Unitrode公司的集成芯片UC3525，此芯片是電壓型芯片，可以外接一個(gè)運(yùn)算放大器，做電壓環(huán)，其內(nèi)部的運(yùn)放用來(lái)做電流環(huán)，該芯片具有功能強(qiáng)大、集成度高等優(yōu)點(diǎn)，能完全滿足控制及保護(hù)功能要求。UC3525能提供接近50%的脈寬控制，可設(shè)定死區(qū)時(shí)間，對(duì)稱性好，工作頻率可達(dá)400kHz，圖騰柱結(jié)構(gòu)輸出，輸出能力達(dá)500mA，內(nèi)帶2MHz帶寬的放大器，【10】 軟啟動(dòng)功能，Shutdowm保護(hù)端功能。根據(jù)控制要求，采用如圖3-1所示的3525外圍電路及參數(shù)要求。1.頻率設(shè)定頻率由6腳RT與5腳CT值決定。開(kāi)關(guān)頻率為50KHz,內(nèi)部振蕩頻率為100 KHz,可確定:RT=4.3K,

30、 CT=3.3nF。2.死區(qū)時(shí)間設(shè)定由于雙管正激變換器無(wú)直通現(xiàn)象，且3525的輸出最大占空比小于0.5，為了提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)相應(yīng)，可以盡量增大最大占空比，因此在設(shè)計(jì)時(shí)，將死區(qū)設(shè)置電阻Rd定位0。3.軟啟動(dòng)電容設(shè)定芯片加電后，軟啟動(dòng)端P8腳提供50uA的輸出電流，把電容電壓從0V緩慢充至3.3V，對(duì)應(yīng)輸出占空比從0緩慢增至最大值，設(shè)定軟啟動(dòng)電容l0uF。 1010-63.3=0.66s 軟啟動(dòng)時(shí)間為：t=5010-6軟啟動(dòng)端電平拉低后驅(qū)動(dòng)信號(hào)為零。在變換器出現(xiàn)某些故障時(shí)，可以拉低軟啟動(dòng)端電平，使輸出為零，如輸出過(guò)欠壓故障、輸入過(guò)壓故障、功率管過(guò)流故障等。軟啟動(dòng)端可以減小功率管的開(kāi)機(jī)沖擊，避免變壓器

31、的雙倍磁通效應(yīng)。4.Shutdowm端保護(hù)當(dāng)Shutdowm端電平高于0.8V時(shí)，切斷芯片工作，沒(méi)有驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出， 13燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）并給軟啟動(dòng)端電容復(fù)位：當(dāng)Shutdowm端電平低于0.8V時(shí)，重新軟啟動(dòng)。要正常實(shí)現(xiàn)保護(hù)功能，該端子的電流還要大于0.4mA。某些故障保護(hù)端必須加在Shutdowm，如功率管短路故障、輸入過(guò)壓故障、變壓器原邊過(guò)流故障等。5.基準(zhǔn)電平P16腳Vref提供50mA輸出能力的5.1V高精度電壓基準(zhǔn)。6.解耦電容9腳附近并接較小容量的解耦電容，濾除圖騰柱產(chǎn)生的諧波，以免影響系統(tǒng)的正常工作。驅(qū)動(dòng)驅(qū)動(dòng)圖3-1UC3525外圍電路7.原邊過(guò)流保護(hù)圖3-2過(guò)電流

32、保護(hù)電路14第3章 電路參數(shù)設(shè)計(jì)圖32是原邊電流取樣電路。T1、T2是脈沖電流互感器，它們?cè)陔娐分薪惶婀ぷ饔脕?lái)檢測(cè)功率M0SFET漏極流過(guò)的電流波形。目前可行的電流取樣器件有，無(wú)感電阻、霍爾電流傳感器、普通的電流互感器。無(wú)感電阻是采用無(wú)感繞法的低值電阻，盡管用法簡(jiǎn)單，但會(huì)造成明顯的附加壓降和損耗?；魻栯娏鱾鞲衅魇潜容^理想的快速電流檢測(cè)器件，但價(jià)格較貴限制了它的應(yīng)用。普通的電流傳感器存在帶寬限制以及輸出信號(hào)失真等問(wèn)題。這里我們采用了脈沖電流互感器，套在功率MOSFET的漏極引線上，線上流過(guò)的電流是漏極電流Ids。引線相當(dāng)于脈沖電流互感器的原邊，匝數(shù)為1匝，磁環(huán)如果繞了N匝，則原副邊匝比為1/N。

33、假設(shè)電流互感器鐵芯的工作磁導(dǎo)率很大，當(dāng)互感器的原邊流過(guò)正脈沖電流Ids時(shí)，副邊電流為Is=Ids/N，Is在檢測(cè)電阻R5、R6上建立電壓，Urs=Isr/N(R5=R6=R)，原邊電流降到0時(shí) 磁場(chǎng)儲(chǔ)能通過(guò)擊穿二極管去磁。這樣副邊檢測(cè)電壓 很好地再現(xiàn)了原邊脈沖電流。電容C1、C2用于吸收高頻振蕩尖峰。檢測(cè)電壓送給LM31l比較器并與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。正常時(shí)，LM31l的輸出為高電平，當(dāng)檢測(cè)到脈沖電壓的峰值超過(guò)基準(zhǔn)電壓時(shí)，輸出低電平，這個(gè)信號(hào)傳給后接的保護(hù)、鎖定電路進(jìn)行過(guò)流保護(hù)。圖3-3主功率管驅(qū)動(dòng)電路15燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）如圖33所示是一路雙管正激電路的兩個(gè)主功率管的驅(qū)動(dòng)電路。設(shè)計(jì)

34、時(shí)應(yīng)考慮：1)由于雙管正激電路結(jié)構(gòu)上的需要，兩個(gè)主功率管必須電氣隔離，因此采取了如圖所示的隔離驅(qū)動(dòng)電路。2)輸入為3525輸出的方波信號(hào)，由于主功率管均為電壓型控制單極型功率器件，3525提供的兩個(gè)圖騰柱輸出級(jí)電路結(jié)構(gòu)不太適用，因此經(jīng)對(duì)管Q1、Q2驅(qū)動(dòng)。3)為了提高M(jìn)OS管的關(guān)斷耐壓和抑制干擾的能力，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)在其柵源間加負(fù)電壓。C為隔直電容，R1、R3為柵極驅(qū)動(dòng)電阻，目的是防止電流尖峰引起的高頻振蕩。穩(wěn)壓二極管D1、D2和D3、D4目的是防止MOSFET正負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓過(guò)高損壞管子。該電路的優(yōu)點(diǎn)是該電路只使用一個(gè)+15V電源，即為單電源。由于隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動(dòng)的管子時(shí)提供一個(gè)負(fù)壓

35、，從而加速了功率管的關(guān)斷，因此有較高的抗干擾能力。3.4 本章小結(jié)本章主要是通過(guò)樣機(jī)參數(shù)的指標(biāo)，分別設(shè)計(jì)了主電路中的一些重要參數(shù)和控制電路中比較重要的參數(shù)。最后還對(duì)主功率管的驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行了分析，并確定出了主功率管的驅(qū)動(dòng)電路。16第4章 主電路小信號(hào)模型分析和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)第4章 主電路小信號(hào)模型分析和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)4.1 正激變換器小信號(hào)模型推導(dǎo)與分析由于雙管正激變換器的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管是同時(shí)開(kāi)通和關(guān)斷的，因此其工作過(guò)程和單管正激變換器幾乎沒(méi)有區(qū)別，而正激變換器又是從 Buck 變換器變化而來(lái)，Buck 電路如下圖所示。在 Buck 變換器的基礎(chǔ)上添加一個(gè)變壓器以實(shí)現(xiàn)電氣隔離和能量傳輸即可得到正激變換器

36、。因此分析 Buck 變換器【9】 模型可以得到正激變換器的具體工作過(guò)程。LVin圖4-2BUCK電路原理圖為了獲得 Buck 開(kāi)關(guān)變換器的基本工作特性而又簡(jiǎn)化分析，假定電路工作在理想狀態(tài)下。下面以此電路模型為基礎(chǔ)推導(dǎo) Buck 的狀態(tài)空間表達(dá)式。假設(shè)電感電流連續(xù)，則Ton 時(shí)間內(nèi)，電感電流線性增加，diLL=Uin-Uo （4-1） dtduuCc=iL-c （4-2） dtRT 時(shí)間內(nèi)，電感電流線性減小diL=-Uo （4-3） dtduuCc=iL-c （4-4） dtRL17燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）以IL、Vc為狀態(tài)變量，分別列出Ton、Toff時(shí)間內(nèi)狀態(tài)方程表達(dá)式。 在0s t

37、 dT期間：1diL0-1dt iLL+Lus （4-5） =duc 1dt C-1uCRC0uO01iLi= s10u C簡(jiǎn)寫成x=A1x+B1us y=C1x 在dT t Ts期間diL1dt 0-LduiL+0u=s c dt 0-1uC0LuO= 01iLi10u s C簡(jiǎn)寫成x=A2x+B2us y=C2x 將式（4-11）、（4-15）按占空比的影響求平均值，得到下式x=(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)us 同理可得y=(dC1+d'C2)x 式中d'=1-d現(xiàn)在對(duì)基本狀態(tài)平均方程組施加擾動(dòng)，d=d+d d'=d'-d x

38、=x+x us=us+us y=y+y 將以上式子代入式（4-17）、（4-18）得：18（4-6）（4-7）（4-8）（4-9） 4-10）4-11）4-12）4-13）4-14）（ （ （ （ （第4章 主電路小信號(hào)模型分析和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì))=(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)uS+(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)uS(x+xdt（4-15）+(A-A)dx+(B-B)du+(A1-A2)x+(B1-B2)d1212S+(C-C)xd=(dC1+d'C2)x+(dC1+d'C2)x+(C1-C2)xd（4-16） y+y1

39、2將穩(wěn)態(tài)分量與擾動(dòng)分量分離成二組方程，其中擾動(dòng)方程即為式（4-17）、（4-18）， 擾動(dòng)方程如下：dx+(B-B)du+(dB1+d'B2)uS+(A1-A2)x+(B1-B2)uS+(A1-A2)dx=(dA1+d'A2)x12Sdt（4-17）、dx兩項(xiàng)，故是非線性化方程，為了線性sudxdu化，假設(shè)動(dòng)態(tài)分量遠(yuǎn)小于穩(wěn)態(tài)量，即 1， 1， 1，則s、dx可dusx式（4-16）、式（4-17）有dus以忽略，同時(shí)記A=dA1+d'A2,，B=dB1+d'B2，C=dC1+d'C2，因此上兩式可以化簡(jiǎn)為：dx （4-18）+Bus+(A1-A2)x+(

40、B1-B2)usd =Axdt （4-19）=Cx+(C1-C2)xdy上兩式即為動(dòng)態(tài)低頻小信號(hào)狀態(tài)平均方程，是一個(gè)線性非時(shí)變方程，將它進(jìn)行拉氏變換，轉(zhuǎn)至 S 域：(s) （4-20）(s)=Ax(s)+Bus(s)+(A1-A2)x+(B1-B2)usdsx(s) （4-21）(s)=Cx(s)+(C-C)xdy12求解得，(s) （4-22）(s)=(sI-A)-1Bus(s)+(sI-A)-1(A1-A2)x+(B1-B2)usdx將此式展開(kāi)得，cDuL=-us+id si+uLLLLuic=-c suCRC19燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）s=DiL+iLdi將其轉(zhuǎn)化為等效電路形式為下

41、圖所示：VidDLCs(s)u+RV0(s)-圖4-4連續(xù)工作模式下正激變換器小信號(hào)模型則由上圖知正激變換器的動(dòng)態(tài)小信號(hào)傳遞函數(shù)為：VnD0= （4-23） Vsd=01+S+LCS2RVV10=0 （4-24） LdV=0nD1+S+LCS2sR上式又被稱為控制到輸出的傳遞函數(shù)，上式中的n為變壓器變比N2/N1。4.2 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)圖4-1所示為一種有源超前滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其傳遞函數(shù)為11/(R2+)VsCsC1 CS=2 1V1SR1/(R3+)sC3=(1+sR2C1)1+s(R1+R3)C3 （4-25） 212sR1(C1+C2)(1+s)(1+sR3C3)C1+C2有源超前滯后補(bǔ)償網(wǎng)

42、絡(luò)有兩個(gè)零點(diǎn)，三個(gè)極點(diǎn)。零點(diǎn)：20第4章 主電路小信號(hào)模型分析和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)fZ1=fZ2Z1 （4-26） =22R2C1w11（4-27） =Z2=22(R1+R3)C32R1C3極點(diǎn)： fP1=0(原點(diǎn))w1（4-28） fP2=P2=22R3C3w11（4-29） fP3=P3=RCC222122R2C2C1+C2這里R3>>R1，C2<<C1。C2V1(s)VrefVc(s)圖4-1補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)頻率fZ1和fZ2之間的增益近似為AV1=R2（4-30） R1在頻率fP2和fP3之間的增益近似為R(R+R3)R2（4-31） AV2=21R1R3R3一般將補(bǔ)償網(wǎng)

43、絡(luò)的增益交越頻率fg設(shè)定在補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的fZ2與fP2之間。 理論上補(bǔ)償后的回路函數(shù)的增益交越頻率fg可設(shè)定為開(kāi)關(guān)頻率的1/2，但是考慮抑制輸出開(kāi)關(guān)紋波，增益的交越頻率fg以小于1/5的開(kāi)關(guān)頻率fs較為恰當(dāng)。若原始回路中函數(shù)有兩個(gè)相近的極點(diǎn)，極點(diǎn)頻率fP1,P21/(2，可將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)兩個(gè)零點(diǎn)頻率設(shè)計(jì)為原始回路函數(shù)兩個(gè)相近極點(diǎn)頻率的1/2，即21燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）fZ1=fZ2=（4-32） fP1,P2 2如果原始回路函數(shù)沒(méi)有零點(diǎn)，則可以將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)極點(diǎn)設(shè)定為fP2=fP3=（13）fs，以減小輸出的高頻開(kāi)關(guān)紋波。至此，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)和極點(diǎn)的位置可以確定。由于補(bǔ)償后系統(tǒng)的fg位于G

44、C(s)的零點(diǎn)fZ2與極點(diǎn)fP2，于是可求出在零點(diǎn)fZ1與fZ2之間的增益為AV1=AV2=fZ2GC(j2fg ) （ 4-33） fgfP2GC(j2fg) （4-34） fg有以下公式可以求出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)各元件參數(shù)：首先設(shè)定R2的值，R2 （4-35） AV21 （4-36） C1=2fZ1R21 （4-37） C2=2fP3R21 （4-38） C3=2fP2R31 （4-39） R1=2fZ2C3R3=補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路的實(shí)現(xiàn)大都利用PWM控制芯片或IC芯片內(nèi)部的誤差放大器外加RC無(wú)源元件構(gòu)成，或者將PWM控制IC芯片內(nèi)部誤差放大器當(dāng)【5】 做緩沖器，利用外加的運(yùn)算放大器加RC無(wú)源元件構(gòu)成補(bǔ)償

45、網(wǎng)絡(luò)電路。4.3 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)計(jì)算交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器其等效占空比為2D，根據(jù)式（4-24）可得其傳遞函數(shù)為Gvd(s)=VO1 L2D1+s+s2LCR22第4章 主電路小信號(hào)模型分析和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)其中VO為負(fù)載輸出電壓，D為單路占空比，L為主電路濾波電感值，C為濾波電容值，R為負(fù)載電阻值。原始回路增益函數(shù)Go(s)=H(s)Gm(s)Gvd(s)其中H(s)=0.0283，Gm(s)=1/2.4，則可得2.45 Go(s)=-4-821+0.2610s+0.9110s取交越頻率fg=1/5fs=10KHz,則可求得原始回路函數(shù)Go(s)在fg的增益為|Go(j2fg)|=2.45=0.0

46、701 1.63j-34.89則可求得補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的增益為1Gc(j2fg)=14.265 0.0701幅頻特性的轉(zhuǎn)折頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)函數(shù)Gc(s)兩個(gè)零點(diǎn)頻率設(shè)計(jì)為原始回路函數(shù)Go(s)兩個(gè)極點(diǎn)頻率fP1,P2=1669的1/2，即1fP1,P2=834.7 2則可求得在零點(diǎn)fZ1與fZ2之間的增益為f834.7AV1=Z2GC(j2fg)=14.265=1.2 fg1104fZ1=fZ2=fP25104AV2=GC(j2fg)=14.265=71.325 fg1104至此可以求出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻值和電容值。根據(jù)式（4-35）（4-39），可設(shè) R2=10K，R21104R3=140 AV271.32

47、5C1=11=0.019u 2fZ1R223.14834.7110423燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）C2=11=320p 442fP3R223.1451011011=0.022u 2fP2R3238.6K -72fZ2C323.14834.72.210C3= R1=依據(jù)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和主電路可以建立閉環(huán)電路拓?fù)淙缦拢簣D4-5閉環(huán)電原理圖4.4 本章小結(jié)1.本章對(duì)雙管正激變換器建立了小信號(hào)模型，并對(duì)其進(jìn)行了分析，推導(dǎo)出了正激變換器的傳遞函數(shù)。2.提出了一種雙零點(diǎn)，三極點(diǎn)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，并依據(jù)主電路的參數(shù)計(jì)算了補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)，建立了閉環(huán)電路拓?fù)洹?24第5章 仿真分析第5章 仿真

48、分析5.1 仿真的目的、意義與可信度仿真是科技開(kāi)發(fā)的一個(gè)重要環(huán)節(jié)，仿真的目的在于建立一個(gè)模擬的實(shí)驗(yàn)環(huán)境，提供一種高效的計(jì)算乃至是分析手段，從而減小開(kāi)發(fā)過(guò)程中的盲目性，縮短開(kāi)發(fā)周期。但是，仿真存在一個(gè)可信度的問(wèn)題，仿真的結(jié)果并不能十分完美的反應(yīng)實(shí)際情況。這主要取決于兩個(gè)方面：一是方針手段有限，軟件反應(yīng)電路模型的能力有限及計(jì)算方法不是很完善；二是仿真中的電路模型無(wú)法【7】 真實(shí)反映實(shí)際電路。5.2 開(kāi)環(huán)仿真及其結(jié)果分析雙管正激變換器交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)的開(kāi)環(huán)仿真電路圖如圖5-1所示，設(shè)其占空比為0.3進(jìn)行仿真，根據(jù)公式V540Vo=2iD=20.3 K2得 Vo=162V得到的仿真波形驗(yàn)證了設(shè)計(jì)電路的正確

49、性。其仿真波形如圖5-2所示.圖5-1開(kāi)環(huán)仿真電路圖25燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）圖5-2開(kāi)環(huán)仿真波形上半部分得到的是輸出電壓的波形，經(jīng)過(guò)1.5ms之后完全穩(wěn)定在160V,與理論上應(yīng)該計(jì)算得到的輸出電壓基本相同。下半部分是電感電流的波形，1.5ms之后電感電流也,在25A40A這個(gè)范圍內(nèi)穩(wěn)定波動(dòng)。故由此可說(shuō)明交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器開(kāi)環(huán)時(shí)的原理和參數(shù)的正確性。圖5-3開(kāi)環(huán)電路中驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形26第5章 仿真分析由于本次設(shè)計(jì)的題目是雙管正激變換器的交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，要想實(shí)現(xiàn)它的交錯(cuò)并聯(lián)，也就是要有兩路相互獨(dú)立的輸出，這兩路各自獨(dú)立，給每一路一個(gè)驅(qū)動(dòng)脈沖，都能給負(fù)載供能，而且既然是交錯(cuò)并聯(lián)，就說(shuō)明這相互獨(dú)立的兩路應(yīng)該不能同時(shí)被觸發(fā)，而應(yīng)該是交替被觸