擴(kuò)頻通信第5章2

1、134 ”碼時(shí) “ 反相”碼時(shí) “ 相位不變 對 10DPSK (1差分 輸入濾波器(帶通對噪聲而言是個(gè)窄帶濾波器。于是濾波器輸出端 U 點(diǎn) 的信號為2sin( ( 2cos( ( 2cos( ( (0000001+=t f t n t f t n t f t Ac t U s c (5-28 式中: (1t c 復(fù)合數(shù)字信號(對擴(kuò)頻系統(tǒng)而言是信息碼與偽碼波形相乘的復(fù)合碼波形,幅度取±1,波形為經(jīng)濾波后的歸一化波形;0信號的初始相位,它是一個(gè)慢變化量;(t n c 低頻窄帶噪聲 (t n 的同相分量;(t n s 低頻窄帶噪聲 (t n 的正交分量。式 (5-28經(jīng)平方后在 P 點(diǎn)的

2、信號為222sin( ( ( ( 222cos(1 (21 222cos(1 ( (21( (00100200212+-+=t f t n t n t Ac t f t n t f t n t Ac t U t P s c s c (5-29 再經(jīng)帶通濾波器將直流分量濾除,只取二倍頻分量,得 Q 點(diǎn)的輸出為222sin( ( ( ( 222cos( (21 (21 ( ( (21 (00100221212+-+=t f t n t n t Ac t f t n t n t n t Ac t c A t Q s c s c c (5-30 當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),壓控振蕩器的輸出為222sin(2 (0r

3、 t f t V += (5-31式中, r 2為壓控振蕩器輸出信號的相位,包括相位抖動在內(nèi)。將 (t Q 與 (t V 相 乘, 可得直流誤差電壓如下 (假定乘法器的增益為 1, 這不影響相位抖動的計(jì)算 :-+-+-+-=-+-+-+-= (2cos ( ( ( ( (2 (2sin ( (2 (2 ( (2 (2sin 2 (r s c s r s s c r r s c s r s s c r d t n t n t n t Ac t c A t n t Ac t n t n t c A t c A t n t n t n t Ac t n t Ac t n t n t c A t e

4、(5-32輸入濾波器一般讓信號能量的絕大部分通過,由于 1 ( ( (2221=t c t d t c ,則 式 (5-32第一項(xiàng)為(2sin (21 (02-=r t A t (5-33 為環(huán)路誤差控制電壓, 而其它項(xiàng)中都包含有噪聲分量, 造成輸出信號相位的抖動。 根據(jù)計(jì)算一般環(huán)路相位抖動的辦法,先考慮大信噪比條件下的相位噪聲。由于 0-r 實(shí)質(zhì)上與當(dāng)時(shí)的輸入噪聲獨(dú)立, 并且在環(huán)路增益很高時(shí), 00-r , 可135 由式 (5-32得相位噪聲 (t n 為 ( ( ( (2 (12t n t n t n t Ac At s c s n += (5-34 由此可見,經(jīng)過非線性器件后,輸出相位

5、噪聲包括兩部分:噪聲 (t n c 和噪 聲 (t n s 的乘積項(xiàng),信號 (1t Ac 和噪聲 (t n s 的乘積項(xiàng),它們的頻譜不再是均勻的 了。這個(gè)輸出相位噪聲頻譜可由式 (5-34推導(dǎo)出。設(shè)輸入濾波器的白噪聲功率譜 密度為 0N ,濾波器的等效低通頻率特性為 (f F ,那么 (t n c 和 (t n s 的功率譜密 度為 20 (f F N 。由于 (1t c 和 (t n c 、 (t n s 相互獨(dú)立,式 (5-34右邊第一項(xiàng)的功率 譜密度可由 (1t c 的功率譜與 (t n s 的功率譜求卷積得到-dy y f F y S N A c 202 ( (1 (5-35 式中 (

6、1f S c 為 (1t c 的譜密度,第二項(xiàng) (t n c 、 (t n s 的功率譜可以類似地作卷積:-dy y f F y F N 2220 ( ( (5-36 一般環(huán)路等效噪聲帶寬 n B 比輸入濾波器帶寬 i B 及碼速率 c R 窄很多?？梢越?似地認(rèn)為在環(huán)路帶寬內(nèi)相位噪聲的譜密度是均勻的, 并等于零頻處的密度值。 由 式 (5-34、 (5-35和 (5-36得到環(huán)路相位噪聲的功率譜密度為+=-df f F N df f F f S N P P f S c s s n 420202 ( ( (41 (1 (5-37 式中 2/2A P s =為信號功率。下面對兩種典型輸入濾波的特

7、性計(jì)算其相位噪聲, 假定信號通過濾波器的損 耗忽略不計(jì)。若采用帶寬為 i B 的矩形輸入濾波器,則 +=s i s P B N P N S n 21400 (5-38 對單調(diào)諧回路濾波器,其等效低頻特性為2222 2( (f f F += (5-39 這種濾波器的 3dB 帶寬為B i = (5-40 由式 (5-37可得出相位噪聲單邊功率譜密度為 += 2(161400s i s P B N P N S n (5-41 比較式 (5-38和式 (5-41可見輸入濾波器帶寬對相位噪聲功率譜密度有影響。 如果考慮到輸入濾波器對信號的作用,則通過濾波器后的信號功率為 22A K r ,而 =020

8、222sin (sin dffT fT df f F fT fT K b b b b r (5-42 式中 b T 為調(diào)制信號的碼元寬度,碼速率為 b b T R /1=。近似地將以上有關(guān)公式中136 的 s P 換成 s r P K 2(或 E K r 2 ,平方環(huán)鎖定在信號載波的二倍頻上的相位抖動的均 方值對矩形濾波器為: +=E K bN EK aN r r n 20202214 (5-43 單回路濾波器為: +=E K N b E K aN r r n 202022414 (5-44式中: b n T B a =為環(huán)路帶寬與碼速率 b b T R /1=之比; 2/b i T B b

9、=為輸入 3dB 帶寬的一半與碼速率 b b T R /1=之比。一般可取 b i T B / 42(=,若 i B 取得太大,則增加了噪聲交叉項(xiàng)的作用,使非線 性變換后的噪聲譜密度加大; 若 i B 取得太小, 則信號通過濾波器能量損失太大 (或 引起調(diào)制信號波形的失真 ,也會加大相位噪聲。當(dāng) 12/=b i T B b 時(shí),矩形濾波 器的 91. 02=r K , 單回路濾波器的 84. 02=r K 。 若取 b =2, 兩者分別約為 0.95和 0.92, 表 5-1為信噪比 dB 10/0=N E b , a =0.05時(shí),不同輸入濾波器提供的環(huán)路單邊帶 寬內(nèi)的信噪比 L 的值。 L

10、 是按單邊等效噪聲帶寬定義的環(huán)內(nèi)信噪比,即ns L B N P 0= (5-45 由此可見,在常用的 0/N E b 值范圍內(nèi),環(huán)路的信噪比和相位抖動對輸入濾 波器的形式并不敏感。 從提取載波參考信號的角度來看, 沒有必要花很大的功夫 去做矩形系數(shù)良好的輸入濾波器。 二分頻后提供給相干解調(diào)器參考信號的相位抖動是環(huán)路相位抖動的 2/1。 所 以,L 4141222222= = (5-46 上面計(jì)算的相位抖動是在當(dāng)信噪比較大時(shí)才是準(zhǔn)確的。 在一般情況下, 在任 意信噪比時(shí), 我們對環(huán)路相位誤差的概率分布感興趣。 這里借用一階環(huán)路相位誤 差的概率密度(2 cos exp( (0=L L I p (5

11、-47 式中 =2。參考相位誤差的概率密度可將上式用雅可比 (Jacobi變換得到2 ( cos exp( (0=L L I p (5-48 式中 (0L I 是環(huán)路單邊帶寬內(nèi)信噪比 L 的零階貝塞爾函數(shù)。137 由式 (5-46看出:由于噪聲的存在,使得提供給相干解調(diào)器參考信號的相位 發(fā)生抖動,相干解調(diào)器的相干性不理想,信號能量沒有充分利用,誤碼率增加。 為使誤碼率不增加很多,平方環(huán)內(nèi)的信噪比應(yīng)在 1020dB之間。5.2.3 科斯塔斯環(huán)解調(diào)器科斯塔斯 (Costas環(huán)是用來解調(diào)雙邊帶抑制載波信號的,也是二相或四相移 相鍵控信號解調(diào)的專用環(huán)路, 如果使用碼反轉(zhuǎn)調(diào)制, 則它是一種最好的選擇方案

12、。 科斯塔斯環(huán)的工作頻率就是載波頻率。科斯塔斯環(huán)的基本結(jié)構(gòu)如圖 5-18所示,它類似圖 5-16那樣有附加電路的普 通鎖相環(huán),而且在某些方面這兩者確實(shí)一樣,壓控振蕩器(VCO 也用來產(chǎn)生 載波參考信號,輸入信號與參考信號的同相信號及正交(相移 90o 信號分別相 乘,兩相乘器的輸出經(jīng)低通濾波器輸出。它們的差別在于增加了第三個(gè)相乘器, 而兩路低通濾波器的輸出都加到第三個(gè)相乘器上, 它的輸出經(jīng)環(huán)路濾波后作為環(huán) 路的誤差信號去控制環(huán)路的壓控振蕩器。 圖 5-18科斯塔斯環(huán)解調(diào)器先不考慮噪聲時(shí),環(huán)路已經(jīng)處于鎖定狀態(tài)下,輸入到環(huán)路的雙相調(diào)制信號 2cos(00+±t f A 同時(shí)加到 I 和

13、Q 兩個(gè)相乘器,它們分別和環(huán)路 VCO 產(chǎn)生的 2cos(0r t f +和 2sin(0r t f +相乘,則這兩個(gè)鑒相器(相乘器的輸出為I 路鑒相器的輸出為 22cos(cos 2(00r e t f A t I +±= (5-49 Q 路鑒相器的輸出為 22sin(sin 2(00r e t f A t Q +±= (5-50 其中, 0-=r e 。當(dāng)它們通過低通濾波器濾除高頻分量后, 就變?yōu)?2/cos e A ±和 2/sin e A ±。這兩個(gè)包含相移鍵控信息 (A ± 和載波相位 (0 的信號再加到第 三個(gè)相乘器相乘就得到 8/

14、 2sin(2e A ,再經(jīng)過環(huán)路濾波器濾波之后,這個(gè)信號 就用來校正環(huán)路 VCO 的振蕩頻率和相位,使它跟蹤輸入的載波(實(shí)際上輸入信 號中沒有載波信號的分量, 科斯塔斯環(huán)解調(diào)器的目的正是用于解調(diào)雙邊帶抑制載 波信號 。調(diào)制信息 (A ± 由環(huán)路內(nèi)低通濾波器輸出端得到。 I 路濾波器的輸出為相乘器 I138 2/cos e A ±,當(dāng) e 很小時(shí),輸出約等于±2/A ,而±2/A 就是所要的二進(jìn)制信 號。要著重指出的是,這時(shí)環(huán)路不知道,也無法知道哪個(gè)是 1碼,哪個(gè)是 0碼。 因此必須使用本身不會模糊的 DPSK 調(diào)制方式或確定極性比特字傳輸?shù)恼{(diào)制方 式。

15、 科斯塔斯環(huán)性能超過一般鎖相環(huán)的主要優(yōu)點(diǎn)是它能夠解調(diào)移相鍵控信號和抑 制了載波的雙邊帶調(diào)幅信號?？扑顾弓h(huán)又稱“ I-Q ”環(huán),它在噪聲性能上與平方環(huán)完全等效,為說明這 一點(diǎn), 我們采用與平方環(huán)一樣的分析方法。 在考慮噪聲對環(huán)路影響時(shí), 我們假設(shè) 輸入到環(huán)路的信號為2cos( ( (001+=t f t Ac t s (5-51加性窄帶噪聲為2sin( ( 2cos( ( (0000+=t f t n t f t n t n s c (5-52在 ( (t n t s +的作用下,圖 5-18中,相乘器 I 的輸出為 I Z ,經(jīng)低通濾波后為 I U ;相乘器 Q 的輸出為 Q Z ,經(jīng)低通濾

16、波后輸出的 Q U 。 I U 與 Q U 在第三個(gè)相乘 器相乘輸出為 (t e d 。如同平方環(huán)一樣的分析方法, I 路鑒相器的輸出為 2cos( ( ( (0r I t f t n t s t Z += (5-53I 路低通濾波器的輸出為 sin( (21 cos( ( (21 (001-+=r s r c I t n t n t Ac t U (5-54 同理 Q 路鑒相器和低通濾波器的輸出分別為 2sin( ( ( (0r Q t f t n t s t Z += (5-55 cos( (21 sin( ( (21 (001-+-+=r s r c Q t n t n t Ac t U

17、 (5-56 第三個(gè)乘法器輸出為 (2cos ( ( (41 (2sin (81 (2sin ( (81 (0102021-+-+=r c s r s r c d t n t Ac t n t n t n t Ac t e (5-57 式 (5-57經(jīng)整理合并可化為與平方環(huán)路中鑒相器輸出低頻誤差電壓的公式 (5-32完全一樣的形式。只要“ I-Q ”環(huán)采用的低通濾被器特性相當(dāng)于平方環(huán)輸入 濾波器的低通特性,則這兩種環(huán)路完全等效。把平方環(huán)的矩形輸入濾波器換成 “ I-Q ”的 RC 低通濾波器來實(shí)現(xiàn),把平方環(huán)相位噪聲譜密度的公式 (5-38中的 2/i B 換成 RC 低通濾波器 3dB 帶寬,

18、就可以得到“ I-Q ”環(huán)的相位噪聲的功率譜 密度。平方環(huán)和“ I-Q ”環(huán)都存在 180o 相差的模糊問題(即前面所說它無法區(qū)別哪 個(gè)是 1碼,哪個(gè)是 0碼的問題 。這對解調(diào) DPSK 信號沒有影響。模糊問題也可 在 式 (5-33中 看 出 來 :鑒 相 輸 出 (t e d 特 性 與 (20-r 有 關(guān) , 對 相 位 誤 差 0-=r e 而言,鑒相特性曲線在 /2-/2+間 (而不是 -+有周期性,大約0-=r e 超過 /4±時(shí)將在別的穩(wěn)定點(diǎn)上鎖定,因此希望 e 小于 /4±。 為了減 小噪聲相位抖動, 環(huán)路帶寬應(yīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于碼比特速率, 但應(yīng)滿足捕獲時(shí)的要求。

19、下 面舉個(gè)例子說明工程設(shè)計(jì)的方法。在直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)中,采用 DPSK 調(diào)制方案,基帶信號為碼率 R b =64kb/s的數(shù)據(jù)信號,作 DPSK 調(diào)制,相關(guān)解擴(kuò)后中頻載波為 10MHz 。設(shè)計(jì)一個(gè)相關(guān)解139 調(diào)器,要求捕獲時(shí)間小于 20個(gè)信碼碼元寬度,輸入到環(huán)路的中頻載波信號噪聲 譜密度比為 55dB/Hz。 解調(diào)器可用一般鑒相器來實(shí)現(xiàn)。 從提取本地參考載波方面 來看,選用平方環(huán)路或“ I-Q ”環(huán)路,二者的主要參數(shù)是一致的。(1 環(huán)路帶寬為了減少噪聲引起的相位抖動,選取環(huán)路帶寬與碼速率的比 a =b n R B /=0.1, 得kHz 4. 610641. 01. 03=c n R B另一

20、方面,要求捕獲時(shí)間為=b a R T 當(dāng)初始條件在快捕帶內(nèi)的許可條件下, 捕獲時(shí)間近似有 2/(3n a f T =。 n f 為 環(huán)路的無阻尼振蕩頻率,由環(huán)路的基本公式知,環(huán)路的等效噪聲帶寬 n B 為 +=f B n n 41 可得 n B 和 n f 的關(guān)系,為了提供余量選擇阻尼系數(shù) =0.9,當(dāng) n B =6.4kHz時(shí),Hz 1073. 1Hz 19. 04104. 69. 0821148213232=+=+=Bf n n ms 276. 0s 1073. 1233=a T 環(huán)路快捕帶為n e f f 2=這里說明一下, 環(huán)路快捕帶公式是從環(huán)路非線性分析中直接引用而來的, 即z ff

21、 n e 3114H Hz 1073. 19. 0223=上面計(jì)算的捕獲時(shí)間是比較臨界的, 允許的初始頻差 (包括壓控振蕩器的漂 移、鑒相器和環(huán)路濾波器零點(diǎn)變化等造成的總頻差應(yīng)小于±500Hz ,即壓控振 蕩器工作頻率變化范圍是 56105 1010/(500-±=±。(2 輸入濾波器或低通濾波器平方環(huán)的輸入濾波器可用雙 T 網(wǎng)絡(luò),其 3dB 帶寬為kHz 256Hz 1064443=b i R B“ I-Q ”環(huán)用 RC 低通濾波器,其 3dB 帶寬為kHz 128Hz 1064223=b d R B濾波器的時(shí)間常數(shù)為s244. 1s 1012821213=d

22、d d d B C R (3 環(huán)路增益的計(jì)算為了減少相干檢波參考信號的相位偏差, 要求在最大初始頻差下環(huán)路的靜態(tài) 相位差 r e 應(yīng)小于 5o ,于是環(huán)路直流增益(速度常數(shù)由下式給出:4max 106. 3087. 050022=r e A f K 過大的直流增益 A K 有時(shí)會帶來不利,例如零點(diǎn)漂移或積分飽和,使初始頻 偏超出快捕帶。可用無源濾波器和中增益有源濾波器來做環(huán)路濾波器。140 (4 相位抖動和環(huán)內(nèi)信噪比由輸入信號噪聲功率譜密度和碼元寬度來計(jì)算能量比:0N T P N E b s = 以 dB 表示,有dB 7dB 1064lg(1055lg 10lg 10300=-=-=b s

23、R N P N E 用倍數(shù)表示為 5倍。相位抖動的均方值可由式 (5-44計(jì)算,并且設(shè) a =0.1, b =2,則 2r K =0.92,因 此,22202022rad 1166. 0rad 592. 0421592. 01. 04414= += +=E K N b E K aN r r 解調(diào)參考信號的相位抖動均方值為22222rad 029. 0rad 1166. 04141= 滿足命題要求。單邊環(huán)路帶寬內(nèi)的信噪比為576. 81166. 01122=L 以 dB 表示為 9.33dB 。環(huán)路其余部分的設(shè)計(jì)在 5.2.2中已說明了。在直接序列擴(kuò)頻接收機(jī)設(shè)計(jì)中, 究竟選用平方環(huán)還是“ I-Q

24、 ”環(huán),一方面取決于部件制作時(shí)的方便性,另一方面 還要考慮環(huán)路的工作頻率。 正如我們在前面所說的, 平方環(huán)的工作頻率是載波頻 率的 2倍, 當(dāng)載波頻率較高時(shí), 平方環(huán)路的工作頻率將更高, 環(huán)路是否能穩(wěn)定地 工作也是一個(gè)必須考慮的因素。參考信號靜態(tài)誤差及抖動使相干性不夠完善,解出的信號能量低于理論值, 加上碼元同步的抖動及不完全匹配濾波等因素, 可能使信噪比損失 12dB。 實(shí)際 的誤碼率可查閱二進(jìn)制頻帶傳輸時(shí)誤碼率和信噪比的關(guān)系曲線,在本設(shè)計(jì)中, 510-=e p (信噪比約為 12dB 。本節(jié)結(jié)束之前,我們還要注意一個(gè)重要問題,即“ I-Q ”環(huán)中, I 和 Q 兩路 不對稱會引起第三個(gè)相乘

25、器輸出發(fā)生偏移,因而可能對載波的跟蹤產(chǎn)生不良影 響。因此,在部件制作中,要求兩路對稱性能要好。5.2.4 四相松尾環(huán)QPSK 信號是一種多相鍵控信號,載波恢復(fù)環(huán)路有多種構(gòu)成的方法。然而, 無論是從性能的好壞還是從電路的實(shí)現(xiàn)方便來考慮, 四相基帶數(shù)字處理載波恢復(fù) 環(huán)都是一種最佳選擇。 這種基帶數(shù)字處理方式是由日本人松尾首先提出的, 因此, 人們稱之為“松尾環(huán)” 。四相松尾環(huán)的原理方框圖見圖 5-19。圖 5-19中虛線框內(nèi)的部分是四相松尾環(huán)的基帶處理部分。 QPSK 信號 (t s 經(jīng) 過正交解調(diào)后,輸出兩路基帶信號 (1t y 和 (2t y ;然后,將這兩路基帶信號送入 基帶處理部分進(jìn)行基帶

26、處理。 基帶處理部分輸出一個(gè)和調(diào)制碼元無關(guān)的控制信號 (t , 這個(gè)控制信號通過環(huán)路濾波器 (f F 進(jìn)一步濾除干擾后, 去控制 VCO 的相 位變化,達(dá)到對 QPSK 信號載波跟蹤的目的。141 圖 5-19 四相松尾環(huán)原理方框圖下面我們來分析四相松尾環(huán)的鑒相特性。 假定環(huán)路已經(jīng)鎖定, 當(dāng)不考慮噪聲 時(shí),中頻 QPSK 信號 (t s 經(jīng)過相干解調(diào)后,得到的兩路基帶信號可表示為(cos ( (sin ( ( (sin ( (cos ( (21t t Q t t I t y t t Q t t I t y e e e e +=-= (5-58 式中 ( ( (0t t t r e -=為 VC

27、O 輸出的參考載波相位 (t r 與輸入信號的載波相 位 (0t 的差, (t I 和 (t Q 分別為同相支路和正交支路的基帶信號,取值為±1。圖 5-19中的加法器的輸出為(sin (cos ( (cos (sin ( ( (123t t t Q t t t I t y t y t u e e e e -+=+= (5-59 減法器的輸出為(sin (cos ( (cos (sin ( ( ( (124t t t Q t t t I t y t y t u e e e e +-=-= (5-60圖 5-19中的判決器的數(shù)學(xué)表達(dá)式可用符號函數(shù)來表示<-+=0101 sgn(x

28、 x x (5-61 并規(guī)定模 2加的運(yùn)算規(guī)則為-+=符號不同和 符號相同 和 B A B A AB B A 11 sgn( sgn( sgn( (5-62 這樣,我們就可以求出環(huán)路濾波器前的控制電壓為( ( ( (sgn ( ( ( ( (43216521t u t u t y t y t u t u t u t u t = (5-63 將式 (5-58、 (5-59和 (5-60代入式 (5-63后并整理得(需要注意 1 ( (22=t Q t I (4sin sgn (t t e = (5-64從式 (5-64可看出, 經(jīng)過四相松尾環(huán)的基帶處理后, 在所得到的控制電壓 (t 142 中,

29、 數(shù)字調(diào)制信息 (t I 和 (t Q 已被消除, 只包含壓控振蕩器輸出的參考載波相位 與輸入信號的載波相位之差。 因此, 四相松尾環(huán)對 QPSK 信號的跟蹤, 可以等效 成一個(gè)具有 4sgnsin(e 鑒相特性的普通鎖相環(huán)對抑制載波調(diào)制信號的跟蹤。四 相松尾環(huán)的鑒相特性如圖 5-20所示。從圖中可看出,這種環(huán)路在 02區(qū)間內(nèi), 有 0, /2, 和 /23四個(gè)穩(wěn)定鎖定點(diǎn),鑒相特性是矩形的。 圖 5-20 四相松尾環(huán)的鑒相特性圖 5-19所示的松尾環(huán)有以下的兩個(gè)特點(diǎn):(1 電路構(gòu)成簡單且易于集成化實(shí)現(xiàn)。虛線框內(nèi)部分很適合于數(shù)字邏輯電路 的實(shí)現(xiàn), 甚至整個(gè)載波恢復(fù)環(huán)路可全部采用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn), 電

30、路構(gòu)成顯得十分簡 單, 隨著大規(guī)模數(shù)字電路集成電路的發(fā)展, 可以將整個(gè)基帶處理部分, 甚至整個(gè) 環(huán)路制作成一塊專用芯片,使接收設(shè)備更加小型化。(2 具有矩形形狀的鑒相特性。松尾環(huán)的鑒相特性是矩形的,更確切地說, 就是在穩(wěn)定的相位鎖定點(diǎn)附近鑒相特性為矩形特性。 通常, 載波恢復(fù)鎖相環(huán)的同 步帶寬及靜態(tài)相位誤差與環(huán)路的增益直接有關(guān)。如果要使恢復(fù)載波相位誤差小, 跟蹤帶寬寬, 就應(yīng)該提高環(huán)路的增益。 在理想情況下 (不考慮噪聲和干擾等因素 時(shí) ,具有矩形鑒相特性的環(huán)路,其增益(對應(yīng)于鑒相特性穩(wěn)定相位鎖定點(diǎn)處曲 線的斜率 為無窮大。 這樣, 這種環(huán)路就能以極小的相位誤差和很寬的同步帶寬 對輸入信號進(jìn)行

31、跟蹤。有資料表明,目前國內(nèi)在載波頻率為 70MHz 時(shí)研制成功 的松尾環(huán),在不加任何掃描措施的情況下,環(huán)路的捕捉帶可達(dá)到±900kHz ,同 步帶寬大于 5MHz ,靜態(tài)相位誤差和載波相位抖動都小于 o o 21。另外,從圖 5-19中可看出,四相松尾環(huán)在完成載波恢復(fù)的同時(shí),也完成了 兩路基帶信號的恢復(fù),參見公式 (5-58,在環(huán)路鎖定 0 (t e 時(shí), ( (1t I t y =, ( (2t Q t y =。 圖 5-21 另一種形式的四相松尾環(huán)143 圖 5-21是四相松尾環(huán)的另外一種構(gòu)成方式。虛線框內(nèi)的部分是它的基帶處 理部分?？梢钥闯?圖 5-21的基帶處理部分采用了形成

32、信號 (7t u 來代替圖 5-19中的形成信號 (5t u 和 (6t u 。信號 (7t u 是通過對兩路基帶信號平方、相減,然后 再經(jīng)過判決形成的。通過分析可以證明,圖 5-21所示的松尾環(huán)和圖 5-19所示的松尾環(huán)有相同的 鑒相特性, 這說明兩種不同形式的松尾環(huán)有著相同的性能。 由于平方電路不易采 用數(shù)字集成器件,且性能也很難得到保證。因此,在電路實(shí)現(xiàn)上,圖 5-21所示 形式的松尾環(huán)比圖 5-19所示的松尾環(huán)要復(fù)雜。利用四相松尾環(huán)的基帶處理方式,同樣可以構(gòu)成八相相移鍵控(8PSK 的 解調(diào)環(huán)。 對于多相相位鍵控信號來說, 松尾環(huán)無疑是一種最佳的解調(diào)環(huán)路, 由于 它的基帶處理方式能夠完

33、全消除已調(diào)信號中的調(diào)制信息, 因此, 由它構(gòu)成的解調(diào) 環(huán),在相位鎖定點(diǎn)處將不引入調(diào)制噪聲和碼型噪聲。前已所述,在直接序列系統(tǒng)中,當(dāng)載波抑制度不足時(shí),對于發(fā)射機(jī)而言,輸 出信號中總存在載波分量,一方面無用的載波分量要浪費(fèi)一部分寶貴的輸出功 率, 另一方面直接序列信號中時(shí)刻存在著的載波分量使直接序列系統(tǒng)的信號隱蔽 性大大降低;對于接收機(jī)而言,未被抑制的載波分量作為干擾信號進(jìn)入接收機(jī), 一方面降低接收機(jī)抵抗干擾的能力, 另一方面造成載波提取的困難, 下面我們以 平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)提取載波為例來說明這一問題。我們討論 BPSK 信號的振幅和殘留載波的振幅相差不是很大的情況。 假設(shè)進(jìn) 入平方環(huán)路 (參見

34、圖 5-17 的信號除了有用的 BPSK 信號外, 還包含有殘留的載 波分量。 BPSK 信號可表示為0101 (2cos (+=t t f A t f (5-65式中: A BPSK 信號的振幅;0f 載波頻率;(1t BPSK 信號的相位,取值為 0或 ;0 BPSK 信號的初相位。殘留載波信號可表示為2cos( (002+=t f B t f (5-66式中: B 殘留載波信號的振幅。進(jìn)入平方環(huán)路的信號為1 (cos (21( (+=t t f AB t f B A t AB B A t U t P (5-68 式 (5-68中的第一項(xiàng)是直流分量, 第二項(xiàng)為緩變量 (信息分量 , 這兩項(xiàng)

35、被其后的 帶通濾波器濾除, 第三項(xiàng)是我們期望的載波 2倍頻分量, 對提取載波影響最大的144是第四項(xiàng)。 第四項(xiàng)是一載波被抑制的 BPSK 信號, 載波的頻率為 02f 。 這就是說, 含有殘留載波的 BPSK 信號經(jīng)過平方電路后, 所得到的結(jié)果并不像我們期望的那 樣在 02f 處僅僅是一單頻正弦波,而仍然是一含有殘留載波的 BPSK 信號,只不 過載波頻率被提高了。該信號通過中心頻率為 02f 的窄帶帶通濾波器后,載波頻 率 02f 附近的邊頻(信息信號分量落在了濾波器的通帶之內(nèi),使得 VCO 的頻 率錯(cuò)鎖在這些邊頻上,只有當(dāng)AB B A >>+ (2122 (5-69 即 (B

36、A ->>0成立時(shí),式 (5-68中的第 4項(xiàng)可以忽略,也就是說,只有當(dāng)殘留 載波的功率(2/2B 遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于有用信號的功率(2/2A 時(shí), VCO 才不會錯(cuò)鎖 在邊頻上。當(dāng)然此時(shí)由殘留載波產(chǎn)生的式 (5-68中的第四項(xiàng)同樣要進(jìn)入環(huán)路內(nèi), 造成的影響是使得環(huán)路內(nèi)的噪聲增加,引起 VCO 輸出信號的相位抖動加大。下面我們簡單來分析一下含有殘留載波的 BPSK 信號進(jìn)入科斯塔斯環(huán)的情 況,參見圖 5-18。輸入回路的信號為(00002cos (2cos (+=t f B t t f A t U (5-70式中 = (t 0或 ,是數(shù)據(jù)信號 (t d 的函數(shù)。I 路鑒相器的輸出為 22co

37、s(2cos 2 (22cos(2 (cos 20000r e r e t f B B t t f A t A +- (5-71 Q 路鑒相器的輸出為 22sin(2sin 2 (22sin(2 (sin 20000r e r e t f B B t t f A t A +- (5-72 其中, 0-=r e , r 為 VCO 輸出信號的相位。當(dāng)它們通過低通濾波器之后, 濾除二次諧波后為e e B t A cos 2(cos 2+- (5-73 e e B t A sin 2(sin 2+- (5-74 上 述 兩 信 號 經(jīng) 第 三 個(gè) 相 乘 器 相 乘 , 并 考 慮 到 2si n

38、(2 (2si n e e t -=-和 0 (sin =t ,得2 (sin41 2sin(81 2sin(8122e e e t AB B A -+ (5-75 經(jīng)濾波平滑后,這個(gè)信號就用來校正環(huán)路 VCO 的振蕩頻率和相位,環(huán)路處于鎖 定狀態(tài)時(shí), 0e 。當(dāng)外來信號的相位(包括頻率發(fā)生變化使得 e 變大時(shí),環(huán) 路的誤差控制電壓(式 (5-75中的第 1項(xiàng)將控制 VCO 輸出信號的相位,朝著 0=e 的方向調(diào)整。式 (5-75中的第 2項(xiàng)僅引起環(huán)路增益的改變,不會對環(huán)路的 工作狀態(tài)發(fā)生根本的影響。而式 (5-75中的第 3項(xiàng)是一個(gè)和調(diào)制信號( (t 有145 關(guān)的變化量, (t =0時(shí)為2

39、sin(4e AB , (=t 時(shí)為 2sin(4e AB -,是時(shí)間的 函數(shù),無論環(huán)路是否處于鎖定狀態(tài),它總是在控制 VCO 輸出信號的相位發(fā)生變 化, 使得環(huán)路永遠(yuǎn)也不會進(jìn)入鎖定狀態(tài), 這是因?yàn)樵诖嬖跉埩糨d波的情況下, 環(huán) 路的誤差控制電壓是一個(gè)接近于 0而不等于 0的量。只有在 AB 很小時(shí), 2sin(4e AB -的影響, 也就是引起相位跟蹤的抖動才可以忽略或在允許的范圍之 內(nèi)。 5.3 跳頻信號的解跳和解調(diào)迄今為此, 所討論的解調(diào)器都不適合于跳頻系統(tǒng), 因?yàn)闆]有幾個(gè)跳頻鏈路能 夠保證相干性, 每當(dāng)跳頻器跳到一個(gè)新的頻率上時(shí), 進(jìn)入解調(diào)器信號的相位就要 改變。因此,鎖相環(huán)路不適用于對

40、跳頻信號的解調(diào)。取而代之的是包絡(luò)檢測器, 因?yàn)樗豢紤]輸入信號的相移, 而且能對脈沖信號很快地響應(yīng), 所以是跳頻系統(tǒng) 中常用的解調(diào)器。前面我們已經(jīng)說過, 在跳頻系統(tǒng)中, 對信息信號調(diào)制的要求是靈活的; 對信 息信號的要求也是靈活的, 信息信號既可以是模擬信號, 又可以是數(shù)字信號。 對 應(yīng)于不同類型的信息信號, 調(diào)制的方式也是不相同的, 在跳頻系統(tǒng)中模擬信號常 采用 FM 調(diào)制,數(shù)字信號常采用 FSK 調(diào)制。因而對應(yīng)的解跳和解調(diào)方式也是有 差別的。不論何種類型的信息信號, 跳頻接收機(jī)通常都是采用先解跳 (解擴(kuò) 后解調(diào) 的方式, 這是因?yàn)閿U(kuò)頻系統(tǒng)很強(qiáng)的抗干擾性能是通過在對擴(kuò)頻信號進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò) 的過

41、程中得到的。5.3.1 模擬調(diào)制跳頻信號的解擴(kuò)與解調(diào)跳頻接收機(jī)應(yīng)對發(fā)射信號作相應(yīng)的反變換。 首先, 將每個(gè)接收到的切譜 (頻 率 變換到窄帶濾波器的通帶內(nèi), 完成跳頻信號的解跳。 再將已解跳的信號送到 基帶解調(diào)器, 即可恢復(fù)發(fā)射端的原始信息。 跳頻接收機(jī)的性能取決于解跳乘法器 (解擴(kuò)相關(guān)器 及其后面帶通濾波器的性能, 即在有用信號無失真地通過帶通濾 波器的情況下,能有效地抑制干擾信號。圖 5-22給出了 FM 調(diào)制跳頻信號的接收機(jī)方框圖。前面已多次提到在跳頻 接收機(jī)中, 接收機(jī)的接收本振信號由受跳頻圖案控制的頻率合成器提供, 頻率合 成器輸出信號的頻率與接收信號的中心頻率差一個(gè)中頻 IF f

42、。 圖 5-22 FM調(diào)制跳頻信號的接收機(jī)方框圖圖 5-22中的乘法器和中頻濾波器組成了跳頻接收機(jī)的相關(guān)器,在完成接收 信號相關(guān)解擴(kuò)功能的同時(shí),又實(shí)現(xiàn)了信號的下變頻。中頻濾波器的中心頻率為 IF f ,帶寬為解跳后已調(diào) FM 信號的帶寬。146 FM 信號的解調(diào)部件是頻率檢波器,也叫鑒頻器。鑒頻器的電路類型較多, 從工作原理上區(qū)分大致有:(1 將等幅調(diào)頻波變換成幅度與調(diào)頻波頻率變化成正 比的調(diào)頻調(diào)幅波,再進(jìn)行幅度檢波以恢復(fù)調(diào)制信號; (2 將調(diào)頻波變換為重復(fù)頻 率等于調(diào)頻波頻率的等幅等寬的脈沖序列,再經(jīng)過低通濾波器取出低頻緩變分 量,恢復(fù)出調(diào)制信號; (3 將調(diào)頻波變換成寬度與調(diào)頻波頻率成比例

43、的等幅調(diào)寬 脈沖序列,再經(jīng)濾波恢復(fù)出調(diào)制信號,與 (2相類似。目前在實(shí)際電路中應(yīng)用較 多的是第 (1種方法。我們知道,將調(diào)頻波變換為調(diào)頻調(diào)幅波的實(shí)質(zhì)是在時(shí)域?qū)φ{(diào)頻信號進(jìn)行微 分,完成該功能的電路主要有振幅鑒頻器和相位鑒頻器。振幅鑒頻器是利用諧振回路的諧振曲線, 使回路工作在失諧狀態(tài), 將載波頻 率設(shè)置在諧振曲線的傾斜部分, 當(dāng)信號頻率改變時(shí), 回路輸出的電壓幅度也隨之 改變,從而實(shí)現(xiàn)了將調(diào)頻波變換為調(diào)頻調(diào)幅波。相位鑒頻器是利用電路的相位 -頻率特性來完成鑒頻作用的。我們在前面已 說過,對調(diào)頻信號微分后就成為了調(diào)頻調(diào)幅信號,而對信號 (t s 的微分為tt t s t s t s t t -=

44、( (lim (d d 0 (5-76 而時(shí)域的延遲等于頻域的相移,所以利用電路的相 -頻特性來完成信號的延遲, 通過減法器和放大器就可實(shí)現(xiàn)對信號 (t s 的微分, 只要放大器的放大增益為 t /1即可。關(guān)于調(diào)頻波的解調(diào)可參閱有關(guān)書籍,在此不再贅述。圖 5-22所示的跳頻接收機(jī)同樣可完成 FSK 跳頻信號的解擴(kuò)和解調(diào),只要將 圖中的 FM 解調(diào)器改換為 FSK 解調(diào)器即可,在一些要求不太高的場合,也可直 接使用圖 5-22的接收機(jī)來完成 FSK 跳頻信號的接收,在 FM 解調(diào)器后加接一波 形整形電路, 將 FM 解調(diào)器輸出的模擬信號整形成為上升沿和下降沿都很陡峭的 數(shù)字信號波形。5.3.2

45、數(shù)字調(diào)制跳頻信號的解跳 圖 5-23雙通道 1/0接收機(jī)方框圖在對數(shù)字調(diào)制跳頻信號的解擴(kuò)時(shí)可同時(shí)完成基帶信號的解調(diào),圖 5-23為一S 1數(shù)據(jù) S 2數(shù)據(jù) 數(shù)據(jù)輸出信號包絡(luò)147 個(gè)雙通道 “ 1/0” 跳頻接收機(jī)的原理方框圖 (圖 5-23中省略了跳頻同步控制部分 。在二進(jìn)制的跳頻發(fā)射機(jī)里, 數(shù)據(jù)的傳輸采用 FSK 時(shí), 是用發(fā)射某個(gè)頻率 (切 普 表示數(shù)據(jù) 1, 而發(fā)射另一個(gè)頻率表示數(shù)據(jù) 0來實(shí)現(xiàn)的。 對于每一個(gè)信息比特, 無論只發(fā)一個(gè)切普,還是發(fā)多個(gè)切普 (每個(gè)切普都一定是兩個(gè)頻率中的一個(gè) ,接 收機(jī)應(yīng)能判斷兩個(gè)頻率中哪一個(gè)是有用信號。 因此, 接收機(jī)必須能夠同時(shí)觀測兩 個(gè)交替信道,或者先對一個(gè)取樣,然后緊接著對另一個(gè)取樣。圖 5-23所示的雙通道接收機(jī)能夠完成上述的功能。接收到的跳頻信號分別 和與發(fā)射端跳頻指令相同且同步的本地“數(shù)據(jù) 1”或“數(shù)據(jù) 0”跳頻頻率合成器 的輸出相乘,得到 1S (數(shù)據(jù) 1和 2S (數(shù)據(jù) 0的中頻包絡(luò),