逐壓控制的開關(guān)電容DC_DC變換器

1、逐壓控制的開關(guān)電容DC-DC變換器V o ltage Fo llow ing Con tro led Sw itch ing Cap acito r DC2DC Converters西安理工大學(xué)劉健陳治明鐘彥儒(西安710048摘要:論述了逐壓控制的開關(guān)電容DC2DC變換器的組成和工作原理。采用串2并電容對及與適當(dāng)電容串聯(lián)組合的方法,提高了變換器的效率。對采用開關(guān)隔離的DC2DC變換器亦進(jìn)行了探討。仿真與實驗結(jié)果證明了該方法的優(yōu)良性能。Abstract:T he operati on p rinci p le and configurati on of the V o ltage fo llo

2、w ing contro lled(V FC s w itch ing capacito r DC2DC converter is discussed.By using a pair of series parallel capacito rs in series w ith a p roper capacito r,efficiency of the converter is greatly increased.Iso lated s w itched2capacito r con2 verter is also investigated.Si m ulati on and experi m

3、 ent results show good perfo r m ance of the m ethod.敘詞:變換器效率 逐壓控制Keywords:convertors;eff ic iency volt age followi ng con trol1引言傳統(tǒng)的DC2DC變換器都含有電感元件,不能令人滿意1。用感性元件作負(fù)載會使開關(guān)器件的關(guān)斷電流不能立即為零,產(chǎn)生反向尖峰電動勢以及過電流失磁現(xiàn)象等,都會為設(shè)計帶來麻煩,DC2DC變換器不易集成,難以實現(xiàn)小型化。不含感性元件的開關(guān)電容變換器26僅采用功率開關(guān)和電容器,因而容易集成,在便攜式設(shè)備、微型計算機(jī)、汽車等領(lǐng)域很有發(fā)展前途。目前,對開關(guān)

4、電容變換器的研究還存在許多不足。早期的開關(guān)電容變換器的電壓轉(zhuǎn)換比由結(jié)構(gòu)確定,無法調(diào)整2;文獻(xiàn)3、4中雖然引入了調(diào)節(jié),但效果不佳;文獻(xiàn)5中采用了PWM調(diào)節(jié),從而得到了可調(diào)整的轉(zhuǎn)換比率但其效率較低,其中采用串2并電容對組合提高了轉(zhuǎn)換效率,但只能實現(xiàn)1 N的降壓轉(zhuǎn)換(N為串2并對階數(shù),因采用PWM調(diào)節(jié)動態(tài)響應(yīng)速度慢,這種開關(guān)電容變換器只適合于DC2DC變換。本文提出的逐壓控制方案取代了傳統(tǒng)PWM調(diào)節(jié),具有較好的動態(tài)響應(yīng)。采用同樣結(jié)構(gòu)的開關(guān)電容變換器,可實現(xiàn)DC2A C變換和構(gòu)成失真小的DC2A C變換器。文中采用串2并電容對與適當(dāng)電容串聯(lián)的方法,使任意電壓變比的DC2DC變換器實現(xiàn)了低功耗。另外,還

5、試驗了不采用變壓器的M O SFET有源隔離技術(shù)。2基本原理逐壓控制的開關(guān)電容變換器及控制電路原理圖如圖1所示。其中,R on為M O SFET S1、S2的導(dǎo)通電阻,D為施密特觸發(fā)器,U為振蕩器,N 為比較器,V W為基準(zhǔn)源 。圖1(a逐壓控制開關(guān)電容變換器原理圖(b控制電路原理圖變換器啟動后,當(dāng)輸出超過U0+U e或振蕩脈沖為負(fù)時,S2關(guān)斷、S1導(dǎo)通;當(dāng)輸出低于U0-U e且振蕩脈沖為正時,S2導(dǎo)通、S1截止。U0是輸出電壓設(shè)計值,2U e為允許紋波電壓峰2峰值。S1和S2的控制邏輯設(shè)計成互為相反的狀態(tài)。通過振蕩器提供的脈沖信號,可保證在變換器啟動初始即使U c2很低(或為零C1也有被91

6、電力電子技術(shù)1997年第1期1997.2充電的機(jī)會,而當(dāng)U c2建立起足夠的電壓后,通過邏輯電路封鎖振蕩器脈沖。這樣,在啟動初期S 1、S 2受U 強(qiáng)制控制,以確保啟動成功。穩(wěn)定后U 不起作用,S 1、S 2完全由U c2電壓反饋控制。由上可見,這種新的控制方法可使輸出電壓限制在所設(shè)計的動態(tài)范圍內(nèi)(見圖5a 。若將基準(zhǔn)源V w 換成正弦交流電壓,輸出就成為正弦交流電壓,即實現(xiàn)了DC 2A C 變換(見圖5b 。并聯(lián)三套上述的DC 2A C 單元,并使V w 為互差120的工頻正弦波信號,則可得到較好的三相交流功率輸出。如果V w 采用任意波形信號,則可得到這種波形的功率輸出,因而這種控制法稱為

7、逐壓控制法。3分析與討論3.1關(guān)于C 1對于降壓型DC 2DC 開關(guān)電容變換器,C 1采用串2并電容對形式可降低損耗,如圖2所示。串2并電容對的特點是串聯(lián)充電、并聯(lián)放電,充電時幾個電容串聯(lián)形成較高的初態(tài)電壓,使其與電源電壓之差較小,因而充電電流較小,損耗亦降低。放電時并聯(lián)放電,放電電壓為串聯(lián)充電電壓的1 N ,即實現(xiàn)了降壓作用。放電時間常數(shù)較大,可保證在要求動態(tài)范圍內(nèi)提供的電能可維持較長一段時間。采用圖2a 、b 的串2并對電容構(gòu)成C 1只能實現(xiàn)1 N 的變比,而采用圖2c 的形式可實現(xiàn)任意變比包括1 N (N 2。與高階串2并電容組相比,圖2c 二極管較少,從而降低了損耗。圖2不同電壓變比M

8、 的串2并對電容組構(gòu)成形式(a M =0.5C 11=C 12(b M =0.33C 11=C 12=C 13(c M =0.75C 11=C 12C 13=0.5C 113.2工作范圍要使逐壓控制法正常運行,要求變換器滿足以下兩個條件:S 1導(dǎo)通期間,C 1必須充電至U s ;S 2導(dǎo)通期間,C 2應(yīng)能充電超過U 0+U e ,以保證C 1有新的充電機(jī)會。第一個條件較容易滿足。下面研究第二個條件。通常R on R L ,因而可近似認(rèn)為C 1對C 2的充電過程中R L 開路。在該充電過程起始瞬間U c1(t 0=U s m(1U c2(t 0=U 0-U e(2W c1=(C 1U s 2 m

9、 22(3W c2=C 2(U 0-U e 22(4式中m 降壓系數(shù)當(dāng)U c2達(dá)到最大時刻t m 時U c1(t m U c2(t m (5W c1=C 1U c22(t m 2(6W c2=C 2U c22(t m 2(7根據(jù)能量守恒定律W c1+W c2=W c1+W c2(8將式(3、(4、(6、(7代入式(8解得U c2(t m =C 1U s 2m 2+C 2(U 0-U e 2C 1+C 2(9要滿足條件,必須U c2(t m U 0+U e ,即C 1U s 2m 2+C 2(U 0-U e 2C 1+C 2U 0+U e(10選擇能使不等式(10成立的C 1、C 2構(gòu)成開關(guān)電容

10、變換器,就可實現(xiàn)逐壓控制。值得注意的是,C 1對于串2并組合應(yīng)為放電時電容組的等效電容。因式(10忽略了R L ,所以在實際設(shè)計時應(yīng)留有余量。關(guān)于開關(guān)周期可近似計算如下S 1導(dǎo)通、S 2截止的周期T 1:此期間U c2從U 0+U e 降至U 0-U e ,時間常數(shù)=R L C 2,T 112U e(U 0+U e ,其中為指數(shù)系數(shù),經(jīng)驗值為0.70.9。S 1截止、S 2導(dǎo)通的周期T 2:2=R on C 2,T 22,T =T 1+T 2。3.3有源隔離開關(guān)電容變換器圖3所示為有源隔離開關(guān)電容變換器。采用M O SFET 作為隔離元件,前、后級的隔離程度取決于M O SFET 及其串聯(lián)肖特

11、基二極管的耐壓。肖特基二極管VD s 的作用是阻止通過M O SFET 內(nèi)部反向二極管的電流以達(dá)到隔離目的,同時也增大了隔離的耐壓值。隔離驅(qū)動可采用小型耦合電感器表面貼裝形式,因驅(qū)動電流很小,因而并不消耗多少功率。該電路的工作02電力電子技術(shù)1997年第1期1997.2 圖3有源隔離開關(guān)電容變換器原理如同圖1a ,只是其輸出電壓采用一只工作在線性區(qū)的光電耦合器反饋至初級。注意,由于VD s 與M O SFET 是非理想的,為了保證前、后級完全隔離,S 1、S 3和S 2、S 4的交替導(dǎo)通,應(yīng)使其存在一個時間間隔。作者設(shè)計了兩個施密特觸發(fā)器來實現(xiàn)上述時序關(guān)系,如圖4所示。其中V up1、V up

12、2、V dow n1、V dow n2分別為兩個施密特觸發(fā)器的上閾值和下閾值電平 。圖4兩施密特觸發(fā)器的時序關(guān)系3.4動態(tài)響應(yīng)由前述分析可看出,逐壓控制具有較好的動態(tài)特性。因為負(fù)載突變時造成U c2發(fā)生變化,但只要達(dá)到U 0-U e 或U 0+U e ,則控制電路會立即工作而無任何滯后。當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時亦是如此,因而DC 2DC 開關(guān)電容變換器的動態(tài)響應(yīng)好。對于DC 2A C 變換情況稍有不同。因為C 2取值較大,造成U c2下降速度低于參考電壓的下降速度,從而使輸出電壓不能很好地跟蹤參考電壓的變化,造成波形失真。這種情況發(fā)生在較高頻率的A C 信號,且在低電壓區(qū)尤其明顯,但可采用疊加適當(dāng)

13、直流偏置的辦法加以緩解。盡管如此,逐壓控制仍能使大多數(shù)DC 2A C 開關(guān)電容變換器滿意工作。4結(jié)論用SP I CE 仿真了10 5V DC 2DC 開關(guān)電容變換器和10 1.5V 4kH z DC 2A C 變換器,負(fù)載分別為58和28,結(jié)果如圖5a 和b ,紋波U pp =40mV 。我們實驗了12 5V 的有源隔離開關(guān)電容DC 2DC 變換器,紋波U pp =50mV 。 仿真與實驗結(jié)果表明逐壓控制方法是可行的。圖5仿真波形(a 10 5V DC 2DC 開關(guān)電容變換器負(fù)載為58(b 10 1.5V 4kH z DC 2A C 變換器負(fù)載為28理論和實驗結(jié)果表明,逐壓控制法具有較高的動態(tài)

14、響應(yīng)性能,此法不能作到零紋波,但可在其后再加一級L C 濾波環(huán)節(jié)來解決。串2并電容組與適當(dāng)電容串聯(lián)的方法可降低降壓型開關(guān)電容變換器的損耗,實現(xiàn)任意電壓變比。有源隔離方法不采用變壓器,因而體積小、易集成,但12逐壓控制的開關(guān)電容DC 2DC 變換器它抗干擾性較差,只適合于要求不高的場合。參考文獻(xiàn)1Q uinnell R A .獨立創(chuàng)新使小型磁性元件走向片式化.EDN ,Ch ina ,1995,42452Singer Z et al .Pow er regulati on by m eans of as w itched capacito r .P roc .IEE ,1972,119(2:14

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16、844885Cheong S V et al .D evelopm ent of pow er elec 2tronics converters based on s w itched capacito r cir 2cuits .P roc .IEEE Int .Symp .C ircuits and system ,1992,190719106Cheong S V et al .Inducto rless DC 2to 2DC con 2verters w ith h igh pow er density .IEEE T rans.Ind .E lectron .,1994,41(2:208215收稿日期:1995207211收修改稿日期:1995210205作者簡介劉健:男,1967年7月生,工程師,碩士學(xué)位,在讀博士生。專業(yè)為電力電子技術(shù),研究方向為DC 2DC 變換器及電力系統(tǒng)自動化。陳治明:男,1945年10月生,教授,博士生導(dǎo)師。研究方向為功率集成電路,非晶半導(dǎo)體及電力電子器件。鐘彥儒:男,1950年1月生,教授,博士生導(dǎo)師。研究方向為電力電子電路及應(yīng)用。(上接第15頁圖5實驗波形(輸出電流120A 時(a 變壓器原邊電壓波形(U :200V 格t :10s 格(