雷達信號處理技術(shù)與系統(tǒng)方案

1、雷達信號處理技術(shù)與系統(tǒng)設(shè)計脈沖多普勒雷達信號處理仿真一、雷達概述雷達是Radar( Radio Detection And Ranging )的音譯詞，意為“無線電檢 測和測距，即利用無線電波來檢測目標(biāo)并測定目標(biāo)的位置， 這也是雷達設(shè)備在 最初階段的功能。雷達的任務(wù)就是測量目標(biāo)的距離、 方位和仰角，還包括目標(biāo)的 速度，以與從目標(biāo)回波中獲取更多有關(guān)目標(biāo)的信息。典型的雷達系統(tǒng)如圖 1它主要由雷達發(fā)射機、天線、雷達接收機、收發(fā)轉(zhuǎn)換開關(guān)、信號處理機、數(shù)據(jù)處理機、終端顯示等設(shè)備組成。收發(fā)轉(zhuǎn)換開關(guān)天線發(fā)射的電磁波接收的電磁波圖1雷達系統(tǒng)框圖雷達發(fā)射機產(chǎn)生符合要求的雷達波形，然后經(jīng)饋線和收發(fā)開關(guān)由發(fā)射天線輻

2、 射出去，遇到目標(biāo)后，電磁波一局部反射，經(jīng)接收天線和收發(fā)開關(guān)由雷達接收機 接收，然后對雷達回波信號依次進行信號處理、 數(shù)據(jù)處理，就可以獲知目標(biāo)的相 關(guān)信息。二、雷達信號雷達發(fā)射信號可以分為連續(xù)信號和脈沖信號， 常規(guī)雷達信號包括非相參脈沖 信號、相參脈沖信號、參差變周期脈沖信號、步進頻率脈沖信號、線性調(diào)頻信號、 非線性調(diào)頻信號、相位編碼信號等，這里主要介紹常用的線性調(diào)頻信號，非線性調(diào)頻信號，相位編碼信號等。1. 線性調(diào)頻信號為了實現(xiàn)雷達發(fā)射能量與分辨率之間的矛盾， 線性調(diào)頻脈沖壓縮體制的發(fā)射 信號其載頻在脈沖寬度按線性規(guī)律變化即用對載頻進行調(diào)制(線性調(diào)頻)的方法展寬發(fā)射信號的頻譜，使其相位具有色

3、散。LFM( Lin ear Freque ncy Modulation )信號(也稱 Chirp 信號)的數(shù)學(xué)表達式 為：s(t)rect(*)e'2 心戸)式中fc為載波頻率，rect(*)為矩形信號，即x(t)的相位函數(shù):t(t)2 f(v)dv2B化nelsewiseK B，是調(diào)頻斜率。于是，信號的瞬時頻率為fc Kt ( T2 t T2) ，根據(jù)K的正負可以分為兩種 典型的chirp信號，如圖2所示。j freqiieHcy.s充./time3J71丨 ° 一1 11111一 MF Tft(i)圖2典型的chirp信號(a) up-chirp(K>0) ( b

4、) down-chirp(K<0)2. 非線性調(diào)頻信號非線性調(diào)頻脈沖信號是指脈頻率調(diào)制函數(shù)是非線性函數(shù)的一類信號?？梢员硎緸椋簒(t) u(t)exp(j (t)x(t)的調(diào)頻函數(shù)：f (t) T 1(f) 史 B K(n)sin 2 ntn 1上式中，T(f)為x(t)的群時延，和B分別為非線性調(diào)頻信號的時寬和帶寬，K( n)為傅里葉級數(shù)的系數(shù)，實際應(yīng)用中只取前幾項。3. 相位編碼信號相位編碼信號的調(diào)制函數(shù)是離散的有限狀態(tài)，屬于離散編碼信號。由于相位 編碼采用偽隨機序列，故亦成為偽隨機編碼信號。偽隨機相位編碼信號按相移取值數(shù)目分類。如果相移只限取0、 兩個數(shù)值,稱之為二相碼信號，如巴克

5、碼、M序列碼、L序列等；如果相移可取兩個以上的數(shù)值，那么稱之為多相碼信號。如 Taylor多相碼、法蘭克多相碼、赫夫曼序列等。a烏2孑%圖3相位編碼信號三、目標(biāo)回波仿真概述雷達發(fā)射機產(chǎn)生線性調(diào)頻信號，通過天線輻射出去，如果傳播過程中遇到目 標(biāo)，就會反射回一局部電磁波，由雷達接收機接收。這就是回波信號，回波信號 中包含有目標(biāo)的距離，速度，角度等給方面的信息。目標(biāo)信號包括期望目標(biāo)和非 期望目標(biāo)，如圖4所示。圖4目標(biāo)回波產(chǎn)生由于目標(biāo)和雷達之間的距離和相對速度的影響，回波信號會產(chǎn)生一定的延遲，以與多普勒頻移。使用傳播響應(yīng)函數(shù)來描述目標(biāo)回波產(chǎn)生的過程，相對發(fā)射電磁波傳播響應(yīng)函數(shù)如式3-1 :a(t).P

6、 A t exp j t exp j2 fcth(t) w t(3-1)式4-2中，M表示目標(biāo)個數(shù)，w t為噪聲信號，Gt,m和Gm分別為雷達天線發(fā)射幅度增益和接收幅度增益，Lp為傳播衰減，m t為各目標(biāo)的延時時間各目標(biāo)的延時時間 m t滿足式3-2 :42Rm C對靜止目標(biāo)m2 Rmvmt C 對運動目標(biāo)(3-2)其中，Vm表示各個目標(biāo)相對于雷達的速度對于雷達天線發(fā)射幅度增益和接收幅度增益， 采用低旁瓣天線功率方向圖進 行仿真，使用Sinc函數(shù)描述天線方向圖，即G Gmaxsinc r / 2 dB3-3其中，Gmax為天線最大幅度增益，r為目標(biāo)目標(biāo)偏離雷達發(fā)射方向的角度,3dB表示天線3d

7、B帶寬。傳播衰減回波信號在空氣中傳播，會發(fā)生一定的損耗，稱之為傳播衰減。主要包括兩 個方面，一是大氣損耗，二是功率稀釋。大氣損耗La是雷達工作頻率、目標(biāo)距離和仰角的函數(shù)。雷達工作頻率越高， 大氣損耗越大。所以，在頻率較低的頻段3GHz以下，大氣損耗可以不予考慮， 在頻率較高的頻段，進行選擇性的考慮。在本次實驗中，雷達工作在中重頻下， 并沒有考慮大氣損耗的影響。功率稀釋是由于天線是向所有方向均勻發(fā)射能量的，也就是說天線具有球形P輻射方向圖，所以目標(biāo)處接收到的電磁波能量的功率密度為 Pdt 2，其中P4 R為雷達發(fā)射功率，R為雷達和目標(biāo)之間的距離，即單程的功率稀釋為1 1Jne way2，類似的，

8、雙程的功率稀釋為L。way2 4。4 R4 R4最后，傳播衰減要同時考慮大氣損耗和功率稀釋兩方面的影響，即Lpwoway 0調(diào)制到中頻雷達是利用物體反射電磁波的特性來發(fā)現(xiàn)并確定目標(biāo)參數(shù)的，雷達發(fā)射的信號應(yīng)該是一個載波受到調(diào)制的大功率射頻信號。雷達工作頻率是按照雷達的用途 來確定的，為了調(diào)高雷達系統(tǒng)的工作性能和抗干擾能力，有時要求它能在幾個頻率上跳變工作或者同時工作。調(diào)制到中頻，就是對發(fā)射信號乘上一個載頻信號， 即St st*expj2 fct 3-4參加噪聲在雷達接收機中，除了目標(biāo)回波信號之外的任何其他信號都成為噪聲。它包括雷達系統(tǒng)之外的干擾信號和雷達接收機部產(chǎn)生的熱噪聲。熱噪聲電子的熱騷動和

9、散射效應(yīng)噪聲半導(dǎo)體的載流子密度的變化 是雷達接收機中兩種主要的 部噪聲源。在本仿真實驗中，使用了簡化模型，即假設(shè)參加的噪聲是服從高斯分布的， 模型如式(3-5):r(t) r(t)+ n(t)，n(t) rv(t)+jn/t)(3-5)其中，nr(t)，ni(t)N 0,罷2，/kBT°F四、信號處理雷達信號處理的流程如下:F面具體介紹如下正交雙通道采樣正交雙通道處理就是中頻回波信號經(jīng)過兩個相似的支路分別處理，其差異僅是其基準(zhǔn)的相參電壓相位差90°，這兩路稱為：同相支路(Inphase Channel)1支路正交支路(Quadrature Channel)Q支路傳統(tǒng)方法使用

10、的是模擬正交雙通道處理，正交 I、Q通道處理是將接收機輸 出的中頻回波信號分別與正交的兩路相參信號混頻(采用模擬乘法器)，然后進行低通濾波，從而得到I、Q兩路基帶信號，再通過 A/D變換給出同相分量和正 交分量的數(shù)字量，如圖5所示：cos(2 f0t)中頻帶通信號A(t)cos2 f°t(t)sin (2f°t)圖5正交雙通道采樣結(jié)構(gòu)圖正交雙通道處理的優(yōu)點(相對于單通道處理):?可區(qū)分fd，以確定目標(biāo)相對運動方向C?能消除盲相(單通道MTI時目標(biāo)多普勒信號的相位取樣對消導(dǎo)致零輸出) 匹配濾波脈沖壓縮的目的是集中單個雷達發(fā)射信號的所有能量，獲的最大輸出信噪 比。方法是進行匹配

11、濾波，在接收機中設(shè)置一個與發(fā)射信號頻率相匹配的壓縮網(wǎng) 絡(luò)，使經(jīng)過調(diào)制的寬脈沖的回波信號變成窄脈沖，保持良好的距離分辨力。脈沖壓縮網(wǎng)絡(luò)實際上就是一個匹配濾波器網(wǎng)絡(luò)。匹配濾波器是指輸出信噪比最大準(zhǔn)那么下的最正確線性濾波器。根據(jù)匹配理論，匹配濾波器的傳輸特性：H( ) KS*( )e j t0(4-1)時域表示(沖激響應(yīng))為：h(t) Ks*(t。t)(4-2)其中，K為幅度歸一化常數(shù)，S( CD )是發(fā)射信號，X(t)是回波信號。 線性調(diào)頻信號的匹配濾波有兩種方法：時域匹配濾波、頻域匹配濾波。時域匹配濾波y(t) x(t) h(t):滑動濾波器(FIR)。運算量大，難以滿足實 時處理的要求。頻域匹

12、配濾波：傅立葉變換后頻譜相乘?？刹捎肍FT算法大幅度 降低運算量，滿足實時處理的要求。頻域匹配濾波：傅立葉變換后頻譜相乘，具有簡單的頻域解析表達式。可采 用FFT算法大幅度降低運算量，滿足實時處理的要求。通過加窗能夠獲得很低的 旁瓣，如圖6所示。y(t) IFFT H(f) R(f)， H(f) exp j f2 K Win f動目標(biāo)顯示MTI動目標(biāo)顯示(MTI)艮卩Moving Target Indication，是利用MTI濾波器濾除相應(yīng)雜波，從而提高目標(biāo)檢測性能。固定目標(biāo)頻譜的譜線位于脈沖重復(fù)頻率的整 數(shù)倍點處，而運動目標(biāo)回波信號存在多普勒頻移， 動目標(biāo)顯示濾波器利用運動目 標(biāo)回波和雜波

13、在頻譜上的區(qū)別，有效地抑制雜波而提取信號。最直接的方法是將相鄰重復(fù)周期的回波信號相減，那么固定目標(biāo)回波由于振幅不變而互相抵消，運動目標(biāo)回波相減后剩下相鄰重復(fù)周期振幅變化的局部。實驗中用到的就是這種傳統(tǒng)的非遞歸型一次對消器，即二脈沖對消。結(jié)構(gòu)如圖7：時域方程為:圖7二脈沖對消結(jié)構(gòu)圖y(n) x(n) x(n 1)，傳輸函數(shù)為:H (z)1 z 1，它是一個單零點系統(tǒng)，零點的位置在zH(ej ) 11，頻率響應(yīng)為：ejt 2噸伽Tcos2頻率響應(yīng)如圖8,在脈沖重復(fù)頻率的整數(shù)倍點處有凹口，所以固定目標(biāo)回波 在通過MTI濾波器后將受到很大的抑制，理想狀態(tài)下，輸出為零。22.5335歸一化城牢陸圖8MT

14、I濾波器頻率響應(yīng)8 5 4 2 a a Q Q動目標(biāo)檢測MTDMTD也就是一種相參積累和多普勒濾波的結(jié)合，相干積累的目的為：1、集中多個脈沖重復(fù)周期/調(diào)頻周期雷達發(fā)射的所有信號所有能量，獲取最大輸出信 噪比。2、減小目標(biāo)RCS起伏對目標(biāo)檢測的影響。動目標(biāo)檢測(MTD即Moving Target Detection ，根據(jù)最正確線性濾波理 論，在雜波背景下檢測運動目標(biāo)回波， 除了雜波抑制濾波器外，還應(yīng)串接有對脈 沖串信號匹配的濾波器。MTD利用了回波脈沖串的相參性進行相參積累。實際工作中，采用一組相鄰且局部重疊的濾波器組覆蓋整個多普勒頻率圍，這就是窄帶多普勒濾波器組。N個相鄰的多普勒濾波器組的實

15、現(xiàn)是由 N個輸出的橫向濾波器(N個脈沖和N-1根 遲延線)經(jīng)過各脈沖不同的加權(quán)并求和后形成的。結(jié)構(gòu)如圖9：Wyk- - - - - -圖9 MTD濾波器組成框圖圖10 MTD濾波器頻率響應(yīng) N=8設(shè)加在第k個濾波器的第i個輸出端頭的加權(quán)值為:Wike j2 (i 1)k'N ie , i0,1，N-1k表示標(biāo)號從0到N-1的濾波器，每一個k值對應(yīng)一組不同的加權(quán)值，相應(yīng) 地對應(yīng)一個不同的多普勒濾波器響應(yīng)。圖10中所示濾波器響應(yīng)是N=8時加權(quán)所得各標(biāo)記k的濾波器頻率響應(yīng)，k取07。該濾波器的頻率覆蓋圍為0到fr 0 在仿真實驗中，通常是通過快速傅里葉變換FFT來實現(xiàn)的。恒虛警檢測CFAR在

16、對雷達回波信號作了脈沖壓縮、MTI、MTD濾波后，接著就要對目標(biāo)的存在 進行判決：過門限檢測。這里采用的恒虛警概率檢測，即 CFAR將檢測門限計 算成使雷達接收機能保持恒定的預(yù)定虛警率。檢測的原那么如下：r(t)(4-3)門限已：r s(t) c(t) n(t) 門限 H。： r(t) c(t) n(t)門限社壓 1/ 曉聲電壓 ,卄平均債時間圖11 CFAR檢測原理圖恒虛警檢測的重點就是確定恒虛警檢測的門限。 警概率Pfa之間的關(guān)系：式4-4給出了門限值VT和虛(4-4)其中，2為噪聲的功率，由于噪聲的功率是一直變化的，為了保持恒定的虛警概率，必須依據(jù)噪聲方差的估計連續(xù)更新門限值。 連續(xù)改變

17、門限值以保持恒定 虛警概率的過程叫做恒虛警概率(CFARo在仿真實驗中，假設(shè)r(t)c(t) n(t)，要計算出門限值，就要先估算出噪聲的功率nt c texpPaUtexpdr texp由Pfa恒定，可以推導(dǎo)出:Ut ' 22 c lnPa但是噪聲的功率是不知道的，必須要對它進行估計。因為目標(biāo)信號的幅度值 是比擬大的，為了消除目標(biāo)信號對噪聲估計的影響， 在被檢測目標(biāo)左右，都有保 護單元，不參與對噪聲功率的估計，原理圖如圖12所示，估計的噪聲功率如式4-5 :t22r(t)| d r(t)t4r(t)d r(4-5)t3(t2t1 t4 t3)圖12噪聲估計測距雷達工作時，發(fā)射機經(jīng)天線

18、向空間發(fā)射一串重復(fù)周期一定的高頻脈沖。如果 在電磁波傳播的過程上有目標(biāo)的存在，那么雷達就可以承受到由目標(biāo)反射回來的 回波。由于回波信號往返于雷達和目標(biāo)之間，它將滯后于發(fā)射脈沖一段時間tr，如圖13所示，電磁波的能量是以光速傳播的，設(shè)目標(biāo)的距離為R ,那么傳播的距離為光速乘上時間間隔，即CtrR 乙4-6式中，R為目標(biāo)到雷達站的單程距離，單位為m米，t的單位為s 秒，因子12是考慮到往返的時間延遲。發(fā)射脈沖與往返延遲時間T 脈沖周期對應(yīng)的距離稱為雷達的非模糊距離 Ru。因為接收到的回波可以看成使離它最近的發(fā)射脈沖的回波，也可以是前一個發(fā)射脈 沖的回波，在這種情況下，Ctr2C trT2可以看到，

19、該回波就有了距離模糊。所以，最大無模糊距離必須對應(yīng)于脈沖 周期的一半，即cTc2fr(4-7)其中，T為脈沖周期，fr 1T為脈沖重復(fù)頻率測速有些雷達除了要確定目標(biāo)的位置外，也需要確定運動目標(biāo)的相對速度。目標(biāo)運動的速度可以從測量確定時間間隔的距離變化量R來定，即V R t。這種方法稱為目標(biāo)距離微分法測速，這種測速方法需要較長的時間，且不能測定其 瞬時速度。一般來說，測量的準(zhǔn)確度也差，其數(shù)據(jù)只能作為粗側(cè)用。測速常使用的方法是多普勒測頻法。我們知道，當(dāng)目標(biāo)與雷達站之間存在相對速度時，接收到回波信號的載頻相對于發(fā)射信號的載頻會產(chǎn)生一個頻移，這個頻移在物理學(xué)上稱為多普勒頻移，它的數(shù)值為(4-8)2Vr

20、式中，1位為m/s；d為多普勒頻移，單位為HZ； Vr為雷達和目標(biāo)之間的徑向速度，單為載波波長，單位為md當(dāng)目標(biāo)向著雷達站運動時，Vr 0，回波載頻提高；反之Vr 0，回波載頻降低，如圖14。雷達只需測量出目標(biāo)回波的多普勒頻移fd，就可以求得目標(biāo)相對于雷達的相對速度jpn.i|duirfdIainplkiklchTofrequencyfrequencya靠近目標(biāo)b 后退目標(biāo)圖14顯示多普勒頻移的雷達接收信號頻譜多普勒測頻法測量速度可靠性比擬高，但是容易出現(xiàn)多普勒模糊，脈沖串線 譜的包絡(luò)為si nx x形，譜線的間隔為脈沖重復(fù)頻率fr，如圖15所示。只要預(yù)期 的多普勒頻移小于各個濾波器帶寬的二分

21、之一即一個FFT門的寬度的二分之一,那么多普勒濾波器組就能夠解出目標(biāo)的多普勒頻移。所以，在無模糊的情況 下，目標(biāo)最大多普勒頻移為fdmax fr 2，即脈沖雷達的最大無模糊預(yù)期目標(biāo)的 相對徑向速度Vrmax為：Vr maxfd max24(4-15)a多普勒得到了分辨b頻譜移到了下一個多普勒濾波器中，發(fā)生模糊圖15發(fā)射和接收波形的頻譜和多普勒組振幅和差式測角雷達測角的物理根底是電波在均勻介質(zhì)中傳播的直線性和雷達天線的方向 性。測角的方法可以分為振幅法和相位法兩大類。 在本次實驗中，用到的是屬于振幅法的比幅單脈沖測角法，這里只對這種測角方法進行簡單介紹。比幅單脈沖測角法采用兩個相同且彼此局部重疊

22、的波束，其方向圖如圖16所示。如果目標(biāo)處在兩波束的交疊軸 0A方向，那么由兩波束收到的信號強度相等， 否那么一個波束收到的信號強度高于另一個。所以常常稱 0A為等信號軸，這種測 角方法也叫做等信號測角法。當(dāng)兩個波束收到的回波信號相等時，等信號軸所指 的方向即為目標(biāo)方向。如果目標(biāo)處在0B方向，波束2收到的回波比波束1的強, 處在0C方向時，波束2的回波較波束1的弱，因此，比擬兩個波束的強弱就可 以判斷目標(biāo)偏離等信號軸的方向，并可用查表的方法估計出偏離等信號軸角度的 大小。圖16 比幅單脈沖測角原理波束1接收到的回波信號U1 KF( kt)，波束2接收到的回波信號的電壓值為U2 KF(k t)，其

23、中，F(xiàn)()為天線電壓方向性函數(shù)，t為目標(biāo)方向偏離等信號軸o的角度，k為o與波束最大值方向的偏角。由U1和U2可以求得其差值t以與和值t ,在等信號軸附近可以進行近似，即tU1 U2 K F( k t) F( k t) 2 tdQ kd 0t U1 U2 K F( k t) F( k t)2F( o)k歸一化的和差值為：=t dF()=F( o) d o因為f正比于目標(biāo)偏離o的角度t，故可以用它來判斷t的方向和大小。五、仿真結(jié)果參數(shù)從PD雷達系統(tǒng)構(gòu)成圖中，可以看到該雷達接收到回波信號分為和、差信號兩路，雷達發(fā)射信號是線性調(diào)頻脈沖信號，和波束和差波束進行信號處理的方式 是完全相同的，在進行 CFA

24、F后，進行振幅和差式測角，使用和波束處理后的結(jié) 果進行測距和測速。實驗中，PD雷達系統(tǒng)與目標(biāo)的仿真參數(shù)設(shè)置如下：表5-1雷達系統(tǒng)仿真參數(shù)表雷達系統(tǒng)仿真參數(shù)W50FC 率 頻Z H G 11r F 率 頻 復(fù) 重 沖 附Z kk 2B 寬 帶Z H M 5率 樣 采Z H M O 1D徑 孔 線 天m5度 寬入*880度O266目標(biāo)參數(shù)積2m1度O2結(jié)果 發(fā)射信號LFM :Image partReal parteauhnaa m8 £ T6 £94 T2 £22.022.042.062.082.12.12time secImage part-3x 105 0 5 o

25、 o- ednhnaa m8£T2.022.042.06time sec2.082.1-3x 10oX: 5號 1亠一口回和波束回波信號5 ao5 a-0.51.522.533.55x 10-1.5匹配濾波:1.510.50-0.5-100.511.522.533.55X 10和波束回波信號X 10-6X 10MTI:MTD和詢賓MT給耶:nsore4D0D33002LIUUI HOCFARCFAF?結(jié)果C 0測距：49.9890 m測速：100.3125 m/s測角：20.1815度六、心得通過對雷達系統(tǒng)仿真與性能評估這門課的學(xué)習(xí)，對雷達系統(tǒng)有了一定深度的 了解，簡單學(xué)習(xí)了雷達系統(tǒng)

26、各個局部的原理，包括雷達發(fā)射機，雷達接收機，天 線，目標(biāo)回波，信號處理機以與數(shù)據(jù)處理機局部。對脈壓，MTI, MTD CFAR測距，測速，測角的原理都有了一定的理解。在此根底上，學(xué)習(xí)了雷達系統(tǒng)仿真的 方法，包括功能級仿真，信號級仿真，分布式交互仿真和半實物仿真。課程中， 主要是使用Matlab編程實現(xiàn)雷達系統(tǒng)各局部的功能。七、代碼LFM信 號c=3e8;%光速Fc=1e9;%中心頻率HzTp=50e-6;%脈沖寬度微秒Fr=2000;%脈沖重復(fù)頻率HzB=1e6;%帶寬HzFs=10e6;%采樣率HzK=B/Tp;%調(diào)頻率HzTr=1/Fr;%脈沖重復(fù)周期秒CPI=10*Tr;%仿真持續(xù)時間秒

27、Delta_t=1/Fs;%時域采樣點時間間隔秒s_lfm=zeros(length(round(CPI*Fs),1); % s_lfm_Q=zeros(length(round(CPI*Fs),1); %定義信號實部數(shù)組定義信號虛部數(shù)組% 數(shù)據(jù)流仿真方式%t_set_Tp=O:Delta_t:Tp;一個脈沖的時間采樣點數(shù)組s_lfm_Tp_I=cos(pi*K*(t_set_Tp-Tp/2).A2);s_lfm_Tp_Q=si n( pi*K*(t_set_Tp-Tp/2).A2);脈沖信號實部脈沖信號虛部N=le ngth(s_lfm_Tp_I);for n=1:10pulse_start

28、=rou nd( n-1)*Tr*Fs)+1; %第n個脈沖起始采樣點pulse_stop=rou nd( n-1)*Tr*Fs)+N; %第n個脈沖完畢采樣點sfm(pulse_sta比pulse_stop)=sfm_Tp_l;% 將第n個脈沖信號的實部添加到其在信號數(shù)組中的對應(yīng)位置;sfm_Q(pulse_start:pulse_stop)=s_lfm_Tp_Q;% 將第n個脈沖信號的虛部添加到其在信號數(shù)組中的對應(yīng)位置;endfigureplot(0:Delta_t:Delta_t*(le ngth(s_lfm)-1),s_lfm_l)axis(O CPI -1.25 1.25)title

29、('Real part')xlabel('time sec')ylabel('mag nitude')信號處理clear %雷達系統(tǒng)仿真參數(shù)% %c=3e8;%k=1.38e-23;%Pt=50;%Fc=1e9;%Wavele ngth=c/Fc;%Tp=100e-6;%Fr=2000;%B=5e6;%Fs=10e6;%F=10A(6.99/10);%K=B/Tp;%Tr=1/Fr;%Delta_t=1/Fs;%光速玻爾茲曼常數(shù)發(fā)射功率W中心頻率Hz工作波長m脈沖寬度微秒脈沖重復(fù)頻率Hz帶寬Hz采樣率Hz噪聲系數(shù)調(diào)頻率Hz脈沖重復(fù)周期秒時域采樣點

30、時間間隔秒D=5;%Ae=1*pi*(D/2)A2;%G=4*pi*Ae/Wavele ngthA2;%BeamWidth=0.88*Wavele ngth/D;%BeamShift=0.8*BeamWidth/2; % AdegTheta0=20*pi/180;%Wa=0;2*pi/1;%天線孔徑m天線有效面積mA2天線增益天線3dB波束寬度deg、B波束與天線軸向的夾角 波束主瓣初始指向度 天線波束轉(zhuǎn)速rad/secNum_Tr_CPI=64+1;% CPI周期數(shù)% 目標(biāo)仿真參數(shù)%目標(biāo)距離m目標(biāo)平均后向散射截面積mA2目標(biāo)方位角deg目標(biāo)速度m/s%地面單位面積后向散射截面積口人2%R_s

31、et=50e3;%RCS=1;%Theta_target_set=20*pi/180; %V_set=100;%RCS_Grou nd_0=10A(-30/10);%定義和通道信號數(shù)組s_Sigma=zeros(ro un d(Tr*Fs),Num_Tr_CPI); %定義差通道信號數(shù)組s_Delta=zeros(ro un d(Tr*Fs),Num_Tr_CPI); %t_set_Tp=(O:Delta_t:Tp)：一個脈沖的時間采樣點數(shù)組脈沖復(fù)信號s_lfm=exp(j*pi*K*(t_set_Tp-Tp/2).A2);%N=le ngth(s_lfm);%仿真目標(biāo)回波信號%for No

32、PRI=1:Num Tr CPI波束主瓣指向度Theta_bp=ThetaO+Wa*No_PRI*Tr;for No_target=1:1delay_target=2*(R_set(No_target)-V_set(No_target)*No_PRI*Tr)/c; %目標(biāo)時延secRVP=-2*pi*Fc*delay_target;%目標(biāo)回波視頻檢波剩余相位Gt_A=G*(si nc(Theta_target_set(No_target)-(ThetaO-BeamShift)/BeamWidth).A2;Gr_A=G*(si nc(Theta_target_set(No_target)-(Th

33、etaO-BeamShift)/BeamWidth).A2; % 波束A在目標(biāo)方向上的增益Gt_B=G*(si nc(Theta_target_set(No_target)-(ThetaO+BeamShift)/BeamWidth).A2;Gr_B=G*(si nc(Theta_target_set(No_target)-(ThetaO+BeamShift)/BeamWidth).A2; % 波束B在目標(biāo)方向上的增益Lp=1./(4*pi)A2*R_set(No_target).A4);%目標(biāo)處的電磁波傳播損耗Mag nitude_echo_A=sqrt(Pt*RCS(No_target).*

34、(Gt_A+Gt_B)*Gr_A*Wavele ngtrT2/(4*pi)*Lp);% 波束A中目標(biāo)回波幅度Mag ni tude_echo_B=sqrt(Pt*RCS(No_target).*(Gt_A+Gt_B)*Gr_B*Wavele ngthA2/(4*pi)*Lp);% 波束B中目標(biāo)回波幅度Echo_start=ro un d(delay_target)*Fs); %目標(biāo)回波起始采樣點Echo_stop=Echo_start+N-1; %目標(biāo)回波完畢采樣點s_Sigma(Echo_start:Echo_stop,No_PRI)=s_Sigma(Echo_start:Echo_stop

35、,No_PRI)+.(Mag nitude_echo_A+Mag ni tude_echo_B)*exp(j*RVP)*s_lfm;s_Delta(Echo_sta rt: Echo_stop,No_PRI)=s_Delta(Echo_start:Echo_stop,No_PRI)+.(Mag ni tude_echo_A-Mag nitude_echo_B)*exp(j*RVP)*s_lfm;% 將第n個目標(biāo)的復(fù)回波的添加到其在信號數(shù)組中的對應(yīng)位置；endend%仿真熱噪聲信號%n _Sigma=sqrt(k*B*F*290/2)*( ra ndn (size(s_Sigma)+j*ra n

36、dn (size(s_Sigma);n_Delta=sqrt(k*B*F*290/2)*( randn(size(s_Delta)+j*randn(size(s_Delta); s_Sigma=s_Sigma+n_Sigma;s_Delta=s_Delta+n_Delta;%as=reshape(s_Sigma,1,size(s_Sigma,1)*size(s_Sigma,2); bs=reshape(s_Delta,1,size(s_Delta,1)*size(s_Delta,2);figure;plot(real(as);title('和波束回波信號');figure;pl

37、ot(real(bs);title('差波束回波信號');%E配濾波(脈沖壓縮)%Num_sample=ro un d(Tr*Fs);%每個脈沖發(fā)射回波信號的長度fran ge=(-Fs/2+Fs/(2*Num_sample):Fs/Num_sample:(Fs/2-Fs/(2*Num_sample).'%每個脈沖發(fā)射回波信號變換到頻域后每個頻域采樣點對應(yīng)的頻率Win=hammi ng(Num_sample);%窗函數(shù)(降低旁瓣)H_match=exp(1i*pi*fra nge42/K).*Wi n;%匹配濾波函數(shù)S_Sigma_r=fftshift(fft(s_Si

38、gma,1),1);S_Delta_r=fftshift(fft(s_Delta,1),1);%將每個脈沖發(fā)射回波信號變換到頻域S_Sigma_r=S_Sigma_r.*(H_match* on es(1,Num_Tr_CPI);S_Delta_r=S_Delta_r.*(H_match*o nes(1,Num_Tr_CPI);%匹配濾波s_Sigma_rc=ifft(ifftshift(S_Sigma_r,1),1); s_Delta_rc=ifft(ifftshift(S_Delta_r,1),1);%將每個脈沖發(fā)射回波信號變換回時域as=reshape(s_Sigma_rc,1,size

39、(s_Sigma_rc,1)*size(s_Sigma_rc,2); bs=reshape(s_Delta_rc,1,size(s_Delta_rc,1)*size(s_Delta_rc,2); figure;plot(abs(real(as);title(' 和波束回波信號');figure;plot(abs(real(bs);title(' 差波束回波信號');% % 兩脈沖 MTI% s_Sigma_mti=zeros(size(s_Sigma_rc);s_Delta_mti=zeros(size(s_Delta_rc);for No_Pulse=2:Nu

40、m_Tr_CPIfor No_tr=1:Num_sample s_Sigma_mti(No_tr,No_Pulse)=s_Sigma_rc(No_tr,No_Pulse).-s_Sigma_rc(No_tr,No_Pulse-1);s_Delta_mti(No_tr,No_Pulse)=s_Delta_rc(No_tr,No_Pulse).-s_Delta_rc(No_tr,No_Pulse-1);endendfigure;mesh(abs(real(s_Sigma_mti);title(' 和波束MTI結(jié)果');figure;mesh(abs(real(s_Delta_mti

41、);title(' 差波束 MTI結(jié)果');% %溜普勒濾波(脈沖積累)% win_doppler=hammi ng(Num_Tr_CPI-1).'S_Sigma_a=fftshift(fft(s_Sigma_mti(:,2:Num_Tr_CPI).*(o nes(Num_sample,1)*win_dop pler),2),2);S_Delta_a=fftshift(fft(s_Delta_mti(:,2:Num_Tr_CPI).*(o nes(Num_sample,1)*win_doppler),2),2);%將每個脈沖發(fā)射回波信號變換到多普勒域figure;mes

42、h(abs(real(S_Sigma_a);title(' 和波束MTD結(jié)果');figure;mesh(abs(real(S_Delta_a);title(' 差波束MTD結(jié)果');% CFAR恒虛警檢測)%Pfa=1e-6;%虛警概率No_dopper_cha nn el_set=1:Num_Tr_CPI-1;%進行CFAR檢測的多普勒通道序號Num_ReservedCell=3;%待測單元附近的保護單元長度(前或后)Num_TestWi n=50;%待測單元附近的統(tǒng)計雜波噪聲功率的窗口長度(前或后)N仁Nu m_TestWi n+Num_ReservedC

43、ell;m=1;for No_dopper_cha nn el=No_dopper_cha nn el_setn=1;for No_tr=1+N1:Num_sample-N1Trannin g_set=(No_tr-N1:No_tr-Num_ReservedCell),. (No_tr+N1:No_tr+Num_ReservedCell);Power_ no ise_clutter=mea n(abs(S_Sigma_a(Tra nnin g_set,No_dopper_cha nn el).A2);%統(tǒng)計雜波噪聲功率Threshold=sqrt(2*Power_noise_clutter*l

44、og(1/Pfa);%檢測門限if abs(S_Sigma_a(No_tr,No_dopper_cha nn el)>=ThresholdS_output( n,m)=1;elseS_output( n,m)=0;endn=n+1;endm=m+1;endfigure;mesh(abs(real(S_output);title('CFAR 結(jié)果');%啕標(biāo)距離、多普勒粗測%No_target=0;for No_dopper_cha nn el=No_dopper_cha nn el_setif sum(S_output(:,No_dopper_cha nn el)>

45、0for No_tr=4:Num_sample-2*N1-3con diti on _1=S_output(No_tr,No_dopper_cha nn el)=1;con diti on _2=sum(S_output(No_tr-3:No_tr-1,No_dopper_cha nn el)=0;co ndition_3=sum(S_output(No_tr-3:No_tr+3,No_dopper_cha nn el-1)=0;%判決是否為一個新目標(biāo)的條件if con dition_1 && con dition_2 && con dition_3No_target=No_target+1;Target_Doppler_No(No_target)=No_dopper_cha nn el;Target_Ra nge_No(No_target)=No_tr+N1;%記錄每個目標(biāo)的距離序號和多普勒序號endendendend%目標(biāo)距離測量%for No_target=1:le ngth(Target_Ra nge_No)s=ifft(fft(S_Sigma_a(:,Target_Doppler_No(No_target),10*Num_sample);% 距離向插值細化vmax,pmax=max(abs(s(10*Target_Ra nge_No(No