射頻功放設(shè)計(jì)翻譯資料

1、功放設(shè)計(jì)Philip Semiconductors2003.3目錄1 工作類及偏置 11.1 A類 11.1.1 失真 11.1.1.1 兩音互調(diào)失真測試 11.1.1.2 三音測試電視差轉(zhuǎn)機(jī)中的應(yīng)用 31.1.1.3 兩音和三音測試結(jié)果之間關(guān)系 41.1.2 偏置 41.1.2.1 設(shè)計(jì)舉例 41.1.2.2 元件值計(jì)算 51.2 AB類 61.2.1 失真 71.2.1.1 負(fù)載阻抗的影響71.2.2 偏置81.2.2.1 設(shè)計(jì)舉例91.3 B類101.4 C類101.5 E類111.6 驅(qū)動(dòng)級(jí)互調(diào)的影響112 匹配112.1 窄帶（測試）電路112.1.1 總體要求122.1.2 可調(diào)L

2、和T網(wǎng)絡(luò) 142.1.2.1 網(wǎng)絡(luò)1142.1.2.2 網(wǎng)絡(luò)2152.1.3 UHF網(wǎng)絡(luò)162.1.4 雙網(wǎng)絡(luò)172.1.5 網(wǎng)絡(luò)182.1.5.1 VHF頻段182.1.5.2 UHF頻段202.1.5.3 低阻抗管子網(wǎng)絡(luò)的修正212.2 寬帶電路212.2.1 HF頻段222.2.1.1 輸出補(bǔ)償222.2.1.2 輸入補(bǔ)償262.2.2 VHF頻段低端282.2.2.1 輸出補(bǔ)償292.2.2.2 輸入網(wǎng)絡(luò)302.2.3 VHF頻段高端322.2.3.1 單網(wǎng)絡(luò)匹配322.2.3.2 雙網(wǎng)絡(luò)匹配332.2.4 UHF頻段低端382.2.5 UHF頻段高端392.2.5.1 輸出網(wǎng)絡(luò)402

3、.2.5.2 輸入網(wǎng)絡(luò)452.3 級(jí)間網(wǎng)絡(luò)493 選擇印制板和元件準(zhǔn)則493.1 印制板材料493.1.1 環(huán)氧玻璃纖維493.1.2 聚四氟乙烯玻璃纖維503.2 元件選擇513.2.1 電感513.2.2 固定電容523.2.3 微調(diào)電容器534 放大器結(jié)構(gòu)544.1 混合耦合器544.2 并聯(lián)544.2.1 VHF和UHF頻段 544.2.2 HF頻段 554.3 推挽（平衡）連接555 其它585.1 射頻放大器調(diào)試585.2 寄生振蕩抑制611 工作類別和偏置1.1 A類A類工作的特征是恒定的集電極（或漏極）直流電壓和電流，該類應(yīng)用于對(duì)線性要求極高的功放，包括：SSB（單邊帶）發(fā)射機(jī)

4、的驅(qū)動(dòng)級(jí)，其兩音三階互調(diào)至少要求40dBTV（電視）發(fā)射機(jī)的驅(qū)動(dòng)級(jí)，所引起增益壓縮非常低，即不能超過1dB壓縮點(diǎn)的十分之一TV差轉(zhuǎn)機(jī)的各級(jí)，用三音信號(hào)測試，其三階互調(diào)必須低于55dB60dB。驅(qū)動(dòng)級(jí)所引起的互調(diào)只占整個(gè)互調(diào)的一小部分，所以其效率比末級(jí)低（這是降低A類放大器失真的唯一途徑）雖然A類放大器效率理論值為50%，因?yàn)榫€性的要求，實(shí)際上，在上述應(yīng)用中的前兩種，A類放大器的效率不超過25%。在電視差轉(zhuǎn)機(jī)中末級(jí)效率只有15%，驅(qū)動(dòng)級(jí)還要低。A類放大器晶體管的增益大約比工作在B類的同種管子高34dB，這是因?yàn)锳類漏極的導(dǎo)通角為3600，而B類只有1800，因此，B類有效的傳導(dǎo)只有A類的一半。1

5、.1.1 失真SSB調(diào)制主要應(yīng)用于HF范圍，1.530MHz，Philip用標(biāo)準(zhǔn)的28MHz測試頻率對(duì)該應(yīng)用的晶體管進(jìn)行測試。由于其幅度不斷變化，SSB信號(hào)對(duì)失真很敏感。1.1.1.1 兩音互調(diào)失真測試三階和五階這是最常用的失真測試。測試中，兩個(gè)相隔1kHz的幅度相同的信號(hào)加在被測放大器的輸入上，實(shí)際的放大器不可能完全線性，所產(chǎn)生的最重要的失真是三階和五階互調(diào)，因?yàn)樗鼈兲幱诨蜃羁拷ぷ黝l帶。如果兩個(gè)輸入信號(hào)頻率表示為p、q，則2p-q、2q-p為三階互調(diào)，見圖1-1。3p-2q、3q-2p為五階互調(diào)，通常其幅度要小些。注意，同階的兩個(gè)互調(diào)，其幅度不一定相同，其原因可能是電源電壓非理想去耦合，即

6、不能對(duì)所有頻率去耦合。圖1-1兩音測試主要互調(diào)失真的位置p、q為輸入音調(diào)如果p和q信號(hào)為10W，那么其組合的平均功率（熱量）為20W，該兩信號(hào)或同相或反相，因此射頻信號(hào)的幅度是變化的。當(dāng)兩信號(hào)為同相時(shí)，其幅度是單個(gè)信號(hào)的兩倍，因此功率是單個(gè)信號(hào)的4倍（該例為40W），這個(gè)最大功率叫峰值包絡(luò)功率（PEP），一般公布在晶體管的數(shù)據(jù)手冊(cè)中。當(dāng)兩信號(hào)為反相時(shí)，其組合信號(hào)幅度為零。理想的情況，即無失真，組合信號(hào)的包絡(luò)是一個(gè)半正弦波，見圖1-2。圖1-2兩音調(diào)信號(hào)峰值包絡(luò)功率在A類的應(yīng)用中，失真幾乎總是和輸入測試音的幅度有關(guān)，作為一般性的準(zhǔn)則，在A類放大器的線性區(qū)，輸入功率降低1dB，三階互調(diào)降低2dB。

7、1.1.1.2 三音測試在電視差轉(zhuǎn)機(jī)中的應(yīng)用在TV差轉(zhuǎn)機(jī)中，圖像和聲音同時(shí)被放大，對(duì)線性的要求苛刻，因此互調(diào)的測試一般用三音調(diào)信號(hào)。最流行的測試方法是（DIN45004B，PARA，6.3）三音相對(duì)于被稱為峰值同步功率的0dB參考功率電平，其電平分別為8dB、16dB和7dB。第一個(gè)音（8dB）代表圖像載波；第二個(gè)音（16dB）是一個(gè)邊帶，也就是彩色載波；第三個(gè)音是聲音載波。這些音的組合，其峰值功率非常接近0dB參考功率電平，即：0.02844或 +0.66%。另一個(gè)重要的關(guān)系是平均功率與0dB參考功率電平的比值，該值為0.3831，因此，0dB電平可以用平均功率（熱量）乘2.61獲得。在三音

8、測試中，7dB音的頻率比8dB音高5.5MHz，而16dB音的頻率在這兩個(gè)音之間變化，以產(chǎn)生互調(diào)。如果這些音的頻率分別表示為p、q和r，我們最感興趣的三階互調(diào)為p+r-q，該三階互調(diào)落于帶內(nèi)，而且幅度最大，見圖13。圖13三音測試，三階互調(diào)d3位于p+r-q該測試要求電視差轉(zhuǎn)機(jī)的三階互調(diào)相對(duì)于0dB參考電平要達(dá)到51dB，也就是說，對(duì)末級(jí)的要求相當(dāng)嚴(yán)格（典型值為55dB），對(duì)驅(qū)動(dòng)級(jí)的要求就更苛刻（典型值為60dB）。另一種三音測試方法中，聲音載波從7dB減小到10dB，這會(huì)產(chǎn)生重大影響：實(shí)際的峰值功率只有0dB電平的76.2%平均功率（熱量）只有0dB電平的28.36%對(duì)互調(diào)的要求更加苛刻，因

9、為三音中的一個(gè)降低3dB，在處的互調(diào)也要降低3dB，以使放大器工作在線性區(qū)域1.1.1.3 兩音和三音測試結(jié)果之間關(guān)系理論上，第一種三音測試方法和SSB放大器的兩音測試方法是有對(duì)應(yīng)關(guān)系的。當(dāng)（僅當(dāng)）兩音測試的PEP和三音測試的0dB電平相等時(shí)，其二者之間互調(diào)失真相差總是13dB。例如：如果在兩音測試中互調(diào)為40dB，那么三音測試互調(diào)為53dB，再者，二音互調(diào)相對(duì)于兩個(gè)幅度相等音進(jìn)行測量，三音調(diào)互調(diào)相對(duì)于0dB電平進(jìn)行測量。電視差轉(zhuǎn)機(jī)和發(fā)射機(jī)A類放大器的性能類似于SSB驅(qū)動(dòng)級(jí)，因此，輸出功率降低1dB，三階互調(diào)降低2dB。1.1.2偏置對(duì)于MOS晶體管，偏置非常簡單。IDVGS曲線的溫度系數(shù)在最

10、佳工作點(diǎn)幾乎為零，因此，用可調(diào)的分壓電阻就足夠了。對(duì)雙極晶體管，因?yàn)闇囟群秃陀嘘P(guān)，情況要復(fù)雜得多。在音頻放大器中，常用發(fā)射極電阻和基極分壓器的方法來穩(wěn)定工作點(diǎn)，然而，在射頻放大器中，更愿意將發(fā)射極接地以獲取最大的功率增益，見圖1-4。1.1.2.1 設(shè)計(jì)舉例本例中，設(shè)計(jì)的偏置電路使BLW98射頻晶體管工作在和圖14A類偏置電路，發(fā)射極接地以獲取最大的功率增益輔助晶體管為PNP音頻小功率管BD136。由于末級(jí)電路存在一個(gè)大的負(fù)反饋，對(duì)于嚴(yán)重的溫度變化和BLW98的漂移，BLW98的工作點(diǎn)都非常穩(wěn)定。例如：如果環(huán)境溫度的升高引起增高，BLW98集電極電壓將降低少許，引起B(yǎng)D136集電極電流降低，從

11、而BLW98基極電流降低。BA315二極管用來補(bǔ)償BD136的VBE溫度系數(shù)，與二極管串聯(lián)的可變電阻用于調(diào)整BLW98的Ic，使其準(zhǔn)確地達(dá)到設(shè)計(jì)值。1.1.2.2 元件值的計(jì)算BD136集電極電流選擇的供電電壓比BLW98的VCE高23V，即28V（為了提供足夠的負(fù)反饋），BLW98的可以從15100之間變化，為了減少BD136的Ic變化，在BLW98基極和發(fā)射極之間加一個(gè)預(yù)負(fù)載電阻（圖1-4中的），BLW98的可以在8.557mA之間變化，而為得到850mA Ic的VBE電壓約為0.98V。如果流經(jīng)的電流為30mA，為0.98/0.0333。BD136的Ic值在38.5mA87mA之間，平均

12、值為51mA，BD136的典型值為100。因此，其約為0.5mA，其平均發(fā)射極電流為51.5mA。流經(jīng)BLW98集電極電阻的電流為：0.850.05150.9015A。對(duì)于3V（2825V）的壓降，3.33電阻（3/0.9015）的標(biāo)定功率應(yīng)該大于2.7 W（3×0.9015）。保護(hù)電阻為了保護(hù)BLW98以及減小BD136的消耗，需要在BD136集電極與BLW98基極之間加一個(gè)電阻，阻值的計(jì)算應(yīng)該以BLW98的最小以及BD136最大Ic電流87mA為基礎(chǔ)。由于BLW98的VBE約為1V，而BD136的VBE（保和）小于1V，因此，R1最大壓降必須小球3V，這就意味著R3的最大值23/

13、0.087264，比如220，R1的最大功耗0.0872×2201.67W?；鶚O分壓器最后來確定BD136基極分壓器的組成（R4，R5和BA315）。分壓器的電流要高于BD136的IB（比如1020IB），其13mA值取較合適，且與數(shù)據(jù)手冊(cè)中的測試電路相一致。由于BD136的VBE約為0.7V，BA315的壓降為0.8V，則可變電阻上的壓降為2.9V，因此，可變電阻的阻值為2.9/0.013223，一個(gè)150330范圍的阻值調(diào)整在實(shí)際使用中已經(jīng)足夠了?？缃与娮鑂5的壓降為24.3V，電流為13.5mA，因此，其阻值為24.3/0.01351.8K。注意，不象其它一些偏置電路，該電路不

14、能承受因高環(huán)路增益引起的寄生振蕩。1.2AB類AB類的特征是一個(gè)恒定的集電極電壓和一個(gè)隨驅(qū)動(dòng)功率增加而增加的靜態(tài)集電極電流（不同于A類），AB類的失真也與A類不同。AB類用于對(duì)線性要求不太嚴(yán)格的線性放大器，包括：單邊帶發(fā)射機(jī)的末級(jí)，要求兩音三階互調(diào)約為30dB電視發(fā)射機(jī)的末級(jí)，其最大壓縮增益為1dB。蜂窩無線電通信基站的末級(jí)。在最大功率時(shí)效率最高，盡管理論上AB類的最大效率為78.5%，實(shí)際中總是比它低，其原因?yàn)椋涸诰w管和輸出匹配電路中存在阻性損耗因?yàn)橐紤]失真的原因，集電極交流電壓不能被驅(qū)動(dòng)至最大值存在一個(gè)非常小的靜態(tài)電流（對(duì)雙極晶體管，約為最大功率集電極電流的2%；對(duì)于MOSFET，約為

15、最大功率漏極電流的12%）對(duì)HF和VHF放大器，在二音情況下，平均效率約為40%，相對(duì)于最大功率（PEP情況）效率約為6065%，對(duì)更高的頻率，效率會(huì)降低一些。AB類放大器的功率增益介于A類和B類之間。1.2.1 失真A類的互調(diào)隨功率的降低而有所改善，AB類的失真和A類不同，見圖1-5。圖15AB類放大器的互調(diào)失真為輸出功率的函數(shù)低功率處失真的增加是因?yàn)椤敖辉健笔д娴脑?，即A類和B類轉(zhuǎn)換期間的失真。1.2.1.1負(fù)載阻抗的影響影響失真的一個(gè)重要因素是負(fù)載阻抗，Philip晶體管數(shù)據(jù)手冊(cè)總是給出了一定的頻率范圍內(nèi)的最佳負(fù)載阻抗值。二階諧波處的負(fù)載電抗也非常重要。晶體管的輸出電容通常是唯一的。集

16、電極或漏極電流包含有二階諧波成分，由于存在負(fù)載電抗，這將引起了二階諧波輸出電壓分量。一個(gè)相當(dāng)小的諧波分量是可以忍受的，但是，如果超過了基頻電壓的10%，放大器將在比我們想象中要低的功率時(shí)就飽和了，因此，在低功率時(shí)就超出了我們?cè)试S的失真程度?？梢酝ㄟ^在集電極（或漏極）與地之間外接電容的方法來解決上述問題，雖然這樣會(huì)使增益和效率降低，但會(huì)使失真顯著改善，一個(gè)有效的實(shí)際經(jīng)驗(yàn)是，內(nèi)部和外部并聯(lián)電容在二階諧波頻率處的電抗應(yīng)該約等于負(fù)載電阻在基頻處的2.2倍。對(duì)于寬帶放大器，有另外的解決辦法，可以從應(yīng)用報(bào)告“NC8703”中找到。1.2.2 偏置對(duì)MOS晶體管，偏置相當(dāng)容易，在多數(shù)情況，電阻分壓就足夠了。

17、如果需要，在電阻分壓器下半部加上二極管或NTC熱敏電阻，以補(bǔ)償柵極電壓的負(fù)t.c。對(duì)于雙極晶體管，需要相對(duì)復(fù)雜的偏置電路，該電路提供一個(gè)恒定的約0.7V的電壓（在一個(gè)嚴(yán)格范圍內(nèi)可調(diào)），其次是非常低的內(nèi)部電阻，最后是該電路要適應(yīng)寬范圍的“負(fù)載”電流（即射頻晶體管的基極驅(qū)動(dòng)電流），同時(shí)能保持幾乎恒定的輸出電壓，其他的所需特性是溫度補(bǔ)償和最低的電流消耗，圖16所示電路能滿足這些要求。偏置電路有大的負(fù)反饋，如果負(fù)載電流增加，輸出電壓降低少許，BD135的集電極電流降低，它的集電極電壓增加以抵消輸出電壓的降低。圖1-6AB類二極管晶體偏置電路1.2.2.1設(shè)計(jì)舉例計(jì)算元件值BD228基極和集電極電流該例

18、中，假定偏置電路用于輸出100W，28V電源的放大器，因此，如果放大器最小效率為50%，則所需直流輸入功率為200W，相應(yīng)的集電極電流為7.14A。如果晶體管的最小為15，則最大基極電流為0.48A。這種放大器可作為SSB發(fā)射機(jī)的末級(jí)，其輸出功率在零到最大值之間變化，其基極電流在幾乎為零到0.48A之間變化。在偏置電路中，預(yù)負(fù)載電阻R1用于減少基極電流變化，為了在0.7V電壓下吸收15mA電流，R1必須為0.7/0.01547，BD228最大發(fā)射極電流接近0.5A。從公布的該管子參數(shù)，可得最大基極電流為15mA。為限制BD135集電極電流的變化，流經(jīng)BD135集電極電阻R2的電流選擇為該值的兩

19、倍，即30mA。BD228的VBE約為0.8V，因此，R2上的電壓約為26.5V，R2的阻值為26.5/0.03883（最接近的電阻：820，1W）。輸出電壓首先，在本電路中選擇僅吸收30mA電流的晶體管是乎有些特殊，然而卻是深思熟慮的選擇，因?yàn)锽D135的VBE很低（低于提供給射頻放大器的偏置電壓），其電壓差別通過BD135發(fā)射極可變電阻R3來彌補(bǔ)，偏置電路的輸出電壓，以及射頻放大器的靜態(tài)電流，可以通過R3來調(diào)整。改變最大5的R3電阻，可以調(diào)整輸出電壓至少100mV，實(shí)際應(yīng)用已經(jīng)足夠了。保護(hù)電阻為了保護(hù)BD228不致于輸出電壓短路而被損壞，建議在集電極加一個(gè)電阻R4。由于BD228最大飽和電

20、壓VCE（飽和）為0.8V，在最大集電極電流0.5A時(shí)，R4上的壓降為26.5V。因此，R4的最大值為26.5/0.553（最接近的阻值為47）。注意，R4必須標(biāo)定為12W（I2R0.52×4711.75）。性能這種偏置電路的內(nèi)阻非常小，測得的結(jié)果小于0.1，因此其輸出電壓在零到滿負(fù)載之間的變化小于50mV。輸出電壓主要由BD135的VBE決定，VBE有著眾所周知的溫度依賴性（約2mV/），為射頻晶體管的VBE提供合理的匹配，而無需特別的測試。本偏置電路在對(duì)高電容負(fù)載（如射頻電路的去耦合電容）會(huì)產(chǎn)生接近1MHz頻率的寄生振蕩，可以通過在DB135集電極和地之間接RC來解決，其電阻、電

21、容值取10、100nF。1.3B類B類可用于對(duì)線性無要求的射頻功放，即：移動(dòng)、便攜通信，基站（除900MHz頻帶）和FM廣播發(fā)射機(jī)。對(duì)雙極晶體管，無需偏置，即VBE0，而MOSFET需要一個(gè)非常小的靜態(tài)電流，比如滿功率電流的23%，其方法和AB類放大器的一樣。在VHF頻段，集電極（或漏極）效率約為70%，而功率增益與工作頻率有關(guān)。1.4C類C類放大器建議不要使用雙極晶體管，因?yàn)檫@將縮短管子的壽命，可以參見“射頻功率晶體管特性”一文中2.1.1的VEBO。一個(gè)例外情況是對(duì)一個(gè)非常小的負(fù)偏置（100mV），該負(fù)偏置可以通過在晶體管基極和發(fā)射極之間接一個(gè)小電阻來實(shí)現(xiàn)。MOSFET就不存在這個(gè)問題，并

22、且VGS可以調(diào)到零，對(duì)功率增益僅降低幾個(gè)dB，對(duì)大多數(shù)情況來說，這不是問題，因?yàn)镸OSFET的增益非常高。以BLF278為例，在108MHz，它主要的優(yōu)勢(shì)是漏極效率很高；以BLF278為例，在108MHz時(shí)，B類在增益為22dB時(shí)效率為70%；C類在增益為18dB時(shí)效率為80%。1.5E類應(yīng)用報(bào)告“COE82101”對(duì)E類有詳細(xì)的討論。當(dāng)晶體管輸出匹配電路元件值最佳時(shí)，集電極（或漏極）效率可達(dá)85%。然而，因高頻效率下降明顯，在超過6070Mhz，E類被限制使用。1.6驅(qū)動(dòng)級(jí)對(duì)互調(diào)的影響多數(shù)線性放大器（如A類，AB類）都是由許多級(jí)放大器級(jí)聯(lián)組成，整個(gè)失真主要由末級(jí)引起，因?yàn)轵?qū)動(dòng)級(jí)的失真總是被設(shè)

23、計(jì)得要低。實(shí)際上驅(qū)動(dòng)級(jí)的設(shè)計(jì)著重在全部失真的分配上，如以下分析。多級(jí)放大器的全部失真dtOt可由下式確定：dtOt = 20log(10d1/20+10 d2/20+)這里d1、d2為以dB為單位的各級(jí)互調(diào)。對(duì)兩級(jí)放大器，即驅(qū)動(dòng)級(jí)加末級(jí)，有效的方法是從給出的驅(qū)動(dòng)和末級(jí)互調(diào)失真差（假定驅(qū)動(dòng)級(jí)的失真很?。﹣砬蟪鋈康氖д娴膼夯潭?，以dB表示，其關(guān)系描述如下：B20log（110A/20）這里，A為驅(qū)動(dòng)和末級(jí)之間的絕對(duì)失真差。B為放大器輸出的失真增加量。其關(guān)系列于表1-1。很明顯，如果不希望有較大的失真，驅(qū)動(dòng)級(jí)的失真應(yīng)該明顯好于末級(jí)。2匹配2.1窄帶（測試）電路AB驅(qū)動(dòng)級(jí)IMD優(yōu)于末級(jí)放大器輸出I

24、MD增加量（dB）IMD的數(shù)量（dB）表1-1驅(qū)動(dòng)級(jí)失真對(duì)全部失真的影響窄帶匹配電路2.1.1描述阻抗匹配的基本原理2.1.2描述兩種可調(diào)網(wǎng)絡(luò)以及怎樣控制高功率電平2.1.3討論使用微帶線的2.1.2節(jié)中的UHF頻段匹配網(wǎng)絡(luò)2.1.4討論了用于極低管子阻抗匹配的雙網(wǎng)絡(luò)2.1.5討論了網(wǎng)絡(luò)，其中的微調(diào)電容器一端接地，以消除“手影響”。給出了VHF、UHF應(yīng)用，以及低管子阻抗的修正2.1.1總體要求每個(gè)晶體管放大器都需要輸入、輸出阻抗匹配。在測試電路中，50信號(hào)源必須與管子復(fù)數(shù)輸入阻抗匹配。在輸出，正好相反，50的負(fù)載電阻必須轉(zhuǎn)換成管子的最佳復(fù)數(shù)負(fù)載阻抗。在多級(jí)放大器，需要額外的網(wǎng)絡(luò)為兩個(gè)復(fù)數(shù)阻抗

25、提供直接匹配，對(duì)所有匹配網(wǎng)絡(luò)，最重要的是功率損耗必須最小化。另外，特別對(duì)輸出網(wǎng)絡(luò)，必須考慮元件上負(fù)荷的電壓和電流。大多數(shù)匹配網(wǎng)絡(luò)是可調(diào)諧的，理想情況是大調(diào)諧范圍，平滑且連續(xù)地控制，不幸的是，它們之間相互沖突，必須折衷處理。一般情況，對(duì)匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬無特殊要求，然而，避免帶寬過窄總會(huì)帶來好處，并且改善級(jí)聯(lián)匹配的平滑和減小損耗。匹配的目的是使傳輸功率最大化，這就要求源阻抗和負(fù)載阻抗復(fù)共軛，即它們的電阻值相等，而電抗值相等，但符號(hào)相反。實(shí)數(shù)（即阻性）的源內(nèi)阻抗與不同阻值的負(fù)載電阻之間的匹配，可用兩個(gè)電抗元件來完成，這是最簡單的匹配形式，見圖1-7。圖1-7用兩個(gè)電抗元件匹配阻性源和阻性負(fù)載在圖1-7

26、中，A、B有低通特性，被廣泛使用，因?yàn)樗鼈兛梢詨嚎s諧波，C、D有高通特性，雖不經(jīng)常使用，但在一些特殊場合，如級(jí)間網(wǎng)絡(luò)，仍有其優(yōu)勢(shì)。大阻值電阻表示為Rh，小阻值電阻表示為RI，Rh總是并聯(lián)一個(gè)電抗（Xp）,RI總是串聯(lián)一個(gè)符號(hào)相反的電抗（XS）。元件值很容易從下式計(jì)算：這里，Q為負(fù)載Q因子，與元件的空載Q因子相比要小一些。注意：式（1）、（2）在后續(xù)章節(jié)中被經(jīng)常用來確定網(wǎng)絡(luò)元件值。到此，我們僅僅討論了兩個(gè)不同電阻之間的匹配，實(shí)際中，至少有一個(gè)阻抗是復(fù)數(shù)，在這種情況下，電抗之一，即靠近復(fù)數(shù)阻抗那個(gè)電抗必須要修正。假設(shè)圖1-7電路A用來匹配管子的輸入，如果管子輸入阻抗為容性，Xs將增加，其增加量為管

27、子輸入電抗的絕對(duì)值，如圖1-8所示。如果管子輸入阻抗為感性，情況正好相反，Xs將減少，其減小量為管子輸入電抗的絕對(duì)值。注意，在以后的應(yīng)用中，如果管子輸入電抗比計(jì)算的Xs高，新的Xs將變成負(fù)值，意味著要用電容來代替電感。其他結(jié)構(gòu)形式用類似的方法處理。圖1-8 在圖1-7輸入匹配電路A 中增加一個(gè)串聯(lián)電感以補(bǔ)償管子輸入阻抗容性部分2.1.2可調(diào)L和T網(wǎng)絡(luò)因?yàn)槠淇刂剖侄斡邢蓿鲜鼍W(wǎng)絡(luò)不適合于測試電路，只需簡單的電路修正，就有兩種方法來克服這一局限。2.1.2.1網(wǎng)絡(luò)1基于圖17中的A電路（高到低變換）和B電路（低到高變換），使用微調(diào)電容器使Xs可變（或部分可變）（并聯(lián)一固定電容以降低調(diào)整器電流，使其

28、控制更平滑）。另外，在Xs上串聯(lián)一個(gè)可變電容，并使其組合保持感性（Cs也可是一個(gè)微調(diào)電容器和一個(gè)固定電容并聯(lián)），這就意味著電感必須增加，以使組合的電抗保持計(jì)算值Xs，見圖1-9。調(diào)整后的網(wǎng)絡(luò)，其Ls的Q因子為：因?yàn)長s增加了，Q高于上節(jié)所定義的Q，意味著電路損耗大一些，帶寬窄一些。因此，必須盡可能地限制Ls增加，以降低這些影響。圖1-9用于測試電路的可變匹配網(wǎng)絡(luò)（基于圖1-7的A電路）基于圖1-7中的B電路也有類似匹配網(wǎng)絡(luò)2.1.2.2網(wǎng)絡(luò)2網(wǎng)絡(luò)1的變形見圖1-10，該電路中的電容比圖1-9中的小。雖然其諧波壓縮要差些，但可用于輸入網(wǎng)絡(luò)。元件值的計(jì)算分兩步。為了便于理解，將該電路想象為兩級(jí)級(jí)聯(lián)

29、（圖1-7中的D電路加A電路），見圖111。第一級(jí)將Rh變換成A點(diǎn)的高阻值；第二級(jí)再將A點(diǎn)的高阻值低變換到RI。為了限制損耗和帶寬的降低，建議選擇A點(diǎn)的等效并聯(lián)電阻不要太高，計(jì)算時(shí)要注意組合電抗Lp和Cp總是負(fù)值（Cp為主），因此其組合可用一電容（可變）來實(shí)現(xiàn)。圖1-10 圖1-9中匹配網(wǎng)絡(luò)的變形圖1-11圖1-10的匹配網(wǎng)絡(luò)表示為兩級(jí)，以方便計(jì)算另一種可能是網(wǎng)絡(luò)1和網(wǎng)絡(luò)2的組合，該組合網(wǎng)絡(luò)有時(shí)被用于必須處理高功率的輸出網(wǎng)絡(luò)，見圖1-12。圖1-12 圖1-9、圖1-10的匹配網(wǎng)絡(luò)組合Cp1的目的是吸收一部分射頻電流到地，比如一半射頻電流，因此通過Cs和Cp2的電流成比例地縮小，允許使用小標(biāo)稱

30、值元件。A點(diǎn)的等效并聯(lián)電阻應(yīng)為Rh的23倍，它決定了Ls的值（根據(jù)（1）、（2）式，電阻比值決定Q，而XsQRI），其次，是選擇Cp1，約為將RI變換為A點(diǎn)阻值所需Cp1值的一半。從A點(diǎn)向左看（包括Cp1），我們得到的是一感性阻抗：RjX，這里RRI，其余的計(jì)算同網(wǎng)絡(luò)1。這些網(wǎng)絡(luò)和以下的網(wǎng)絡(luò)，經(jīng)常用于將串聯(lián)元件阻抗變換成并聯(lián)元件阻抗，或者相反。對(duì)這種變換，要用前一節(jié)所給出的用于計(jì)算L網(wǎng)絡(luò)的等式，RI為串聯(lián)電阻元件，Rh為并聯(lián)電阻元件。2.1.3UHF網(wǎng)絡(luò)在300MHz以上，線圈已經(jīng)不太實(shí)用，而是使用微帶線形式和傳輸線，見圖1-13。微帶線有串聯(lián)電感和并聯(lián)電容，該電容用于轉(zhuǎn)換負(fù)載阻抗的實(shí)部，需要

31、修正計(jì)算。圖1-13UHF匹配網(wǎng)絡(luò)中的微帶線表示圖1-13非常類似于圖1-10所示電路右半部分。已知（低）負(fù)載阻抗，但要注意，其虛部依賴于具體的管子，可能為正，也可能為負(fù)。RiP按網(wǎng)絡(luò)2選擇A點(diǎn)阻值相同的辦法來選擇。其次，選擇微帶線的特性電阻，滿足下列條件：Rc的準(zhǔn)確值根據(jù)實(shí)際需要而定，微帶線不宜太窄，也不宜太寬?，F(xiàn)在可以應(yīng)用以下兩等式計(jì)算電長度（l）和并聯(lián)輸入電抗（Xip）。這里，和（可變）電容值的計(jì)算見2.1.2節(jié)。2.1.4 雙網(wǎng)絡(luò)在一些場合，管子的輸入和/或輸出阻抗很低，以至于直接變換，正如2.1.3節(jié)的描述，將導(dǎo)致很高的負(fù)載線因子，引起不良結(jié)果。最好附加一額外（固定）網(wǎng)絡(luò)，如圖1-1

32、4、圖1-15所示。圖1-14在圖1-10網(wǎng)絡(luò)上附加一固定網(wǎng)絡(luò)以避免高負(fù)載因子圖1-15在圖1-9網(wǎng)絡(luò)上附加一固定網(wǎng)絡(luò)假設(shè) 、，在A點(diǎn)較合適的等效并聯(lián)阻值在100150之間（即，比50大，但以電路損耗和帶寬觀點(diǎn)看不算太大），B點(diǎn)的阻值是A點(diǎn)阻值（比如125）和RI的幾何平均，即。如果沒有雙網(wǎng)絡(luò)，負(fù)載Q因子為：如果有雙網(wǎng)絡(luò)，負(fù)載因子為：，得到了顯著改善。雙網(wǎng)絡(luò)的變形網(wǎng)絡(luò)用于輸出網(wǎng)絡(luò)也有優(yōu)勢(shì)，再者，用微帶線部分或全部取代線圈，它可以用于更高頻率。2.1.5網(wǎng)絡(luò)2.1.5.1VHF頻段到目前為止所考慮的網(wǎng)絡(luò)使用了并聯(lián)和串聯(lián)電容，這是我們所不希望的，因?yàn)楫?dāng)可變電容兩端加有射頻信號(hào)時(shí)，操作人員調(diào)整可變電

33、容會(huì)產(chǎn)生“手效應(yīng)”（操作人員體電容的影響），甚至使用絕緣調(diào)整器也會(huì)產(chǎn)生該效應(yīng)。僅僅使用并聯(lián)電容來進(jìn)行阻抗匹配就可以解決這個(gè)問題，見圖1-16。如果RI為管子低輸出阻抗，Rh為50負(fù)載電阻，我們首先用固定網(wǎng)絡(luò)L1C1將RI變高約為50。緊接固定網(wǎng)絡(luò)是C2L2C3組成的網(wǎng)絡(luò)，它可以按需要將阻抗變高或變低，網(wǎng)絡(luò)元件值計(jì)算如下（見圖1-17）。圖1-16僅使用并聯(lián)電容的阻抗匹配電路該設(shè)計(jì)只允許人工調(diào)諧電容的接地面，以避免“手效應(yīng)”圖1-17用于計(jì)算的網(wǎng)絡(luò)電路，R1、R2均為固定值對(duì)條件：以及然而，在多數(shù)情況下，我們需要通過改變X1、X2來調(diào)整輸入電阻，例如，為了適應(yīng)不同管子以及使功率傳輸最大化。圖1-

34、18給出了一個(gè)合適的網(wǎng)絡(luò)，為計(jì)算方便，這里用電納（）代替電抗。X3由R1的最小值確定：以及因此，兩個(gè)電容有相同的最小值，但一般有不同的控制范圍（）。圖1-18用于計(jì)算的網(wǎng)絡(luò)電路，輸入電阻R1可調(diào)， R2固定為50這種類型網(wǎng)絡(luò)的損耗一般要比先前所討論網(wǎng)絡(luò)的損耗大，其損耗隨R1（平均值）和R2之間的差值增加，以及控制范圍增加而增加，因?yàn)檫@兩種情況的負(fù)載Q因子增大了。2.1.5.2UHF頻段剛才討論的網(wǎng)絡(luò)也可以由微帶線構(gòu)成，見圖1-19。圖1-19 微帶線形式的圖1-18網(wǎng)絡(luò)微帶線的特性阻值必須滿足以下條件：因此，其它量變?yōu)椋阂虼耍苊黠@該帶狀網(wǎng)絡(luò)和前面所述網(wǎng)絡(luò)一樣普通。2.1.5.3低阻抗管子網(wǎng)絡(luò)

35、的修正如果在高功率情況下，管子的阻抗非常低（比如小于5）有兩種選擇：1 R1的平均值比R2低，如一半2 用兩個(gè)預(yù)匹配網(wǎng)絡(luò)，而不是一個(gè)，使兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)之間的阻抗等于管子阻抗的幾何平均值，以及網(wǎng)絡(luò)輸入電阻的平均值2.2寬帶電路寬帶HF匹配電路總覽HF頻段（2.2.1）描述MOS和雙極晶體管輸入、輸出匹配過程，主要討述MOS管，因?yàn)樗鼜V泛用于HF。2.2.1.1描述一些輸出補(bǔ)償電路。輸出補(bǔ)償?shù)哪康氖窃诟信d趣的整個(gè)頻段維持理想的負(fù)載阻抗，以獲得最高的效率和最低的失真，該部分闡述：* 怎樣用一個(gè)或者二個(gè)元件來補(bǔ)償管子的輸出電容后者可得到更好的結(jié)果。* 怎樣補(bǔ)償并聯(lián)電感，如RF抑制和/或變壓器電感，以改善頻

36、段低端的性能，以及怎樣選擇補(bǔ)償（耦合）電容。2.2.1.2有關(guān)輸入網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，目的是在整個(gè)頻段內(nèi)獲取低輸入VSWR和高且平坦的功率增益。2.2.1 HF頻段該頻段為1.628MHz。大多數(shù)HF發(fā)射機(jī)工作在單邊帶調(diào)制，并使用寬帶功放。這些放大器中的阻抗變換可以由傳輸線形式的變壓器，或經(jīng)補(bǔ)償?shù)某Ｒ?guī)變壓器來實(shí)現(xiàn)（詳見應(yīng)用報(bào)告ECO6907和ECO7213）。另外，許多補(bǔ)償技術(shù)可用于輸入和輸出，以前，補(bǔ)償是為了在整個(gè)頻段獲得最大輸出功率和效率；后來，是為了在整個(gè)頻段獲得最大平坦功率和良好的阻抗匹配。2.2.1.1輸出補(bǔ)償輸出電容補(bǔ)償以BLF177 MOS管為例。從發(fā)布的數(shù)據(jù)手冊(cè)中知，該管的輸入電容為1

37、90 pF，全功率時(shí)電容上升約15%，為220 pF，在28 MHz時(shí)，電容的電抗約為6.25負(fù)載電阻的4倍。如果沒有補(bǔ)償，輸出VSWR相當(dāng)高，為1.28?？梢杂靡粋€(gè)或二個(gè)外部器件來減少VSWR。一個(gè)器件的補(bǔ)償見圖1-20，兩個(gè)器件的補(bǔ)償理所當(dāng)然的要好于一個(gè)器件，下面在詳述。這些補(bǔ)償應(yīng)用了切比雪夫?yàn)V波理論，該理論有利于將濾波器元件值對(duì)特性電阻（源和/或負(fù)載電阻）以及截止（角）頻率歸一化。對(duì)低通濾波器，1 rad/s是最大角頻率，對(duì)高通濾波器則是最小頻率。歸一化量表示為，這里k為濾波器元件數(shù)字標(biāo)識(shí)（參考資料1）。單元件補(bǔ)償圖1-20中濾波器元件為：最佳負(fù)載電阻（已知）：管子輸出電容（已知）：實(shí)際

38、負(fù)載電阻：補(bǔ)償元件電感用歸一化形式，這些量表示為：圖1-20一個(gè)元件的輸出電容補(bǔ)償：最佳負(fù)載電阻：管子輸出電容這里，是中間量（數(shù)學(xué)上與通帶最大VSWR有關(guān)），用于簡化計(jì)算。根據(jù)以上等式，得：一般， 1，因此1，那么。（去）歸一化完成如下：這里，為最大角頻率，最大VSWR為/。在BLF177例中：（歸一化值）那么因此,VSWR為1.031，有明顯改善。盡管該例中，VSWR無需進(jìn)一步改善，但在驅(qū)動(dòng)級(jí)中，使用兩個(gè)元件進(jìn)行補(bǔ)償可以得到所需的更好的VSWR，見圖1-21。雙元件補(bǔ)償圖1-21 兩個(gè)元件對(duì)輸出電容補(bǔ)償計(jì)算和上述方法相似，用歸一化形式表示為：=1/該式也可寫為：歸一化和去歸一化按如下方法完成

39、：=R這里，也為最大角頻率。最大VSWR計(jì)算如下。為了便于計(jì)算，引入字符K。那么， 在BLF177例中，（那么 ）因此VSWR=1.007該方法在原理上和常規(guī)變壓器進(jìn)行HF補(bǔ)償是一致的，唯一不同的是后者的漏電感已知，而補(bǔ)償電容必須計(jì)算。并聯(lián)電感補(bǔ)償對(duì)射頻抑制電路和輸出變換器的并聯(lián)電感進(jìn)行補(bǔ)償是必要的，輸出變換器經(jīng)常在放大器中使用，在1.6MHz處它們的電抗通常約為負(fù)載電阻的4倍。大多數(shù)情況下，用耦合電容完成補(bǔ)償。更簡單的情況是要么只有射頻抑制電路，要么只有阻抗變換器，我們首先考慮該簡單情況，其等效電路見圖1-22。圖1-22 射頻抑制補(bǔ)償該電路和L與C互換后的HF補(bǔ)償電路非常相似。數(shù)學(xué)上，通常

40、的做法是用歸一化量，因此，電抗性元件為：根據(jù)以上等式，得出：一般情況，和1，因此歸一化和去歸一化完成如下：這里，為最大角頻率，最大VSWR為/。補(bǔ)償兩個(gè)并聯(lián)電感如果我們不得不對(duì)電感值基本相同的兩個(gè)并聯(lián)電感進(jìn)行補(bǔ)償，就需要用圖1-23所示的等效電路。對(duì)感性元件進(jìn)行歸一化變換：根據(jù)上面等式，得出：圖1-23 對(duì)射頻抑制電路和阻抗變換器的補(bǔ)償歸一化和去歸一化完成如下：這里，是最小角頻率，最大VSWR按HF情況相同方法確定。因此，如果按照前面的定義，那么 在BLF177例中，因此，VSWR=1.007當(dāng) R=6.25，f=1.6MHz，可得C=33nF。2.2.1.2輸入補(bǔ)償對(duì)雙極晶體管，功率增益和輸

41、入阻抗的變化可以用R-L-C網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行補(bǔ)償，見圖1-24，詳見應(yīng)用報(bào)告“AN98030”。該網(wǎng)絡(luò)是用有最佳功能的電路分析軟件設(shè)計(jì)出來的。對(duì)MOS管，輸入阻抗特性差異很大，這里的主要問題是，對(duì)整個(gè)頻段，在相當(dāng)大的輸入電容上（如BLF177，約745pF）提供恒定的電壓，而同時(shí)要獲得良好的輸入匹配和最大的功率增益。圖1-24 雙極晶體管輸入補(bǔ)償電路，見應(yīng)用報(bào)告AN98030在管子輸入端，簡單地接一個(gè)電阻不能得到良好的結(jié)果，需要有更好的辦法。這里描述了一種最簡單的方法（見圖1-25），更好的辦法后面在討論，那里需要更高的性能。圖1-25 簡單的MOS管輸入補(bǔ)償電路在圖1-25中，驅(qū)動(dòng)產(chǎn)生器（變換后的）

42、表示為I-R組合，管子的輸入電容為C1，補(bǔ)償元件為L1、L2和R2。R2應(yīng)該約等于R1，另外，C1上的電壓不要與R1上的電壓有太大差異。由于C1上所需的電壓值已知，我們可以取最大R1值來設(shè)計(jì)電路，以得到最小的驅(qū)動(dòng)功率。計(jì)算機(jī)優(yōu)化程序可以用來觀察當(dāng)R1 C1增加時(shí)所產(chǎn)生的影響，優(yōu)化的目的是：在整個(gè)頻段，使VSWR最小在整個(gè)頻段，使C1上的電壓變化最小表1-2給出了用該程序計(jì)算的歸一化結(jié)果。根據(jù)表1-2，很明顯，實(shí)際的選擇為，對(duì)于BLF177，意味著R1表1-2 圖1-25補(bǔ)償電路中WCIR變化的影響W為最大角頻率，G為偏離平均增益的最大偏差最大為7.6，為方便計(jì)算，選擇R1=6.25。管子的輸入

43、阻抗不是一純電容，它還包含有串聯(lián)電阻和電感，因此，有必要將管子輸入阻抗實(shí)部和功率增益作為頻率的函數(shù)進(jìn)行再優(yōu)化。對(duì)于工作于低功率水平的驅(qū)動(dòng)級(jí)，有時(shí)使用負(fù)反饋：雙極晶體管的發(fā)射極電阻和集電極-基極電阻（有時(shí)后者要串聯(lián)一個(gè)電感，用以在頻段的高端減小反饋）。相似地，對(duì)MOS管，在漏極和柵極之間接一個(gè)電阻，但是反饋也不要太大，因?yàn)樗牧瞬糠郑m然是一小部分）輸出功率。2.2.2 VHF頻段低端寬帶匹配電路總攬VHF頻段低端（2.2.2）雖然與HF使用的電路結(jié)構(gòu)相同，但相對(duì)較高的最大頻率需要調(diào)整元件值2.2.2.1描述補(bǔ)償輸出電容的兩種電路2.2.2.2描述兩種輸入網(wǎng)絡(luò)，為了得到高功率，使用的補(bǔ)償元件數(shù)

44、量比HF多VHF頻段高端(2.2.3)描述在該頻段范圍內(nèi)，用低通L網(wǎng)絡(luò)，并附加一個(gè)高通網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)行阻抗匹配（輸入和輸出）2.2.3.1描述足以應(yīng)用于低阻抗比和/或中等帶寬的單低通網(wǎng)絡(luò)。為了滿足更高要求，需要用兩個(gè)或三個(gè)網(wǎng)絡(luò)， 2.2.3.2給出了幾種研究結(jié)果的概貌，其中一些可用于級(jí)間網(wǎng)絡(luò)最后，討論了非理想網(wǎng)絡(luò)元件的影響一些軍事通信發(fā)射機(jī)工作在該頻段，低端為2530MHz，高端為90110MHz。圖1-26 VHF頻段低端輸出補(bǔ)償?shù)刃щ娐吩擃l段功放與HF頻段類似，但阻抗匹配只能用傳輸線變換器，詳見應(yīng)用報(bào)告“ECO7703”。另外，對(duì)射頻輸入和輸出的補(bǔ)償需要更加復(fù)雜的方法。2.2.2.1輸出補(bǔ)償2.

45、2.1.1所給出的輸出補(bǔ)償電路，在HF頻段有令人滿意的結(jié)果。在VHF頻段低端，通過簡單地修改元件值可以得到更好的結(jié)果。圖1-26給出了等效電路。首先，令R1=R2，而C2無需等于C1。VHF頻段低端的計(jì)算機(jī)優(yōu)化結(jié)果見表1-3。實(shí)際應(yīng)用中規(guī)定：WC1R1=1.0，如果我們?cè)谠摋l件下用前面所討論的切比雪夫系統(tǒng)，最大VSWR為1.33，而不是1.29。表1-3 圖1-26補(bǔ)償電路在VHF低端的計(jì)算機(jī)優(yōu)化結(jié)果W為最大角頻率，R1=R2往前進(jìn)一步，在這個(gè)補(bǔ)償中，我們不考慮R1=R2條件，得到的計(jì)算機(jī)優(yōu)化結(jié)果見表1-4。該表中，對(duì)于WC1R1=1.0，最大VSWR為1.25，有所改善，相應(yīng)的R2值比R1小

46、。很難說是好是壞，因?yàn)樗蕾囉陔娫措妷?、輸出功率以及變換器比值的組合。表1-4 圖1-26補(bǔ)償電路在VHF低端的計(jì)算機(jī)優(yōu)化結(jié)果，R1R2為最大角頻率，R1R22.2.2.2輸入網(wǎng)絡(luò)對(duì)雙極晶體管，在VHF低端的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以使用與HF頻段相同的結(jié)構(gòu)，然而，這種結(jié)構(gòu)要嚴(yán)格限制用于MOS管的輸入網(wǎng)絡(luò)。除了有更高的工作頻率以外，問題和HF一樣（在整個(gè)頻段內(nèi)保持恒定的電容電壓，見2.2.1.2），因此需要更有效的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，需要更多的元件。兩個(gè)例子中的第一個(gè)見圖1-27。圖1-27 VHF低端改進(jìn)補(bǔ)償電路之一圖1-28 VHF低端改進(jìn)補(bǔ)償電路之二C2表示管子的輸入電容，計(jì)算機(jī)優(yōu)化結(jié)果見表1-5。與前面描述的

47、網(wǎng)絡(luò)相比較，WC1R2加大到了1.6，在給定帶寬內(nèi)獲得了更高增益。第二個(gè)電路與第一個(gè)相比有相同甚至更好的性能，見圖1-28。這里，管子的輸入電容表示為C1，計(jì)算機(jī)優(yōu)化結(jié)果見表1-6。將這些結(jié)果和前一個(gè)電路的結(jié)果比較，可以看出WC1R1可以增大到1.9，并且可以到2.0。因此，雖然這種結(jié)果少了一個(gè)元件，但性能更好。實(shí)踐表明，在L1和L2之間使用感性耦合并不能改善VSWR和增益變化。正如前面所提到的，MOS管的輸入阻抗可以用電容、電感和電阻串聯(lián)表示，特別是在高功率時(shí)，電阻不能忽略。表1-5 圖1-27補(bǔ)償電路計(jì)算機(jī)優(yōu)化結(jié)果W為最大角頻率，G為相對(duì)于平均增益的最大偏差表1-6 圖1-28補(bǔ)償電路計(jì)算

48、機(jī)優(yōu)化結(jié)果W為最大角頻率，G為相對(duì)于平均增益的最大偏差作為一個(gè)準(zhǔn)則，當(dāng)VSWR值和增益變化范圍比表1-2，1-5，1-6中的值差時(shí)，有必要進(jìn)行再優(yōu)化。2.2.3 VHF頻段高端為了在該頻段獲得理想的阻抗水平，設(shè)定BLF255 MOS管在175MHz頻段和12.5V電源電壓時(shí)可以輸出30W功率(注意,雙極晶體管在該頻段有相似的阻抗水平)。假設(shè)BLF255用于132175MHz頻段移動(dòng)無線電發(fā)射機(jī)，最佳負(fù)載阻抗約為2.5，并有一個(gè)相當(dāng)小的電抗成分。在管子輸入，存在一個(gè)215pF的有效電容，并串聯(lián)有一個(gè)3.2電阻和0.21nH小電感。論文中所涉及的大多寬帶阻抗匹配都是以純電阻為基礎(chǔ)，因此我們必須將輸

49、入阻抗基本變?yōu)閷?shí)數(shù)。理論上，可以用并聯(lián)或串聯(lián)電感來實(shí)現(xiàn)，雖然并聯(lián)更可取，因?yàn)檫@樣可以提供更大的阻抗，但不幸的是，在管子輸入端并聯(lián)一個(gè)小電感會(huì)引起嚴(yán)重的寄生振蕩。因此，我們不得不用串聯(lián)電感，并使電路調(diào)諧在頻段中間位置，負(fù)載因子為1.53，其相對(duì)帶寬為2728%（f/f0）。如果負(fù)載因子與相對(duì)帶寬的乘積遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于1，在這種情況下，匹配不會(huì)受到太大影響。剩下的任務(wù)是在132175MHz頻段范圍內(nèi)使3.2電阻和2.5電阻與源50和負(fù)載50阻抗匹配。G.L.Matthaei(參考資料2)給出了用于該目的的最流行的網(wǎng)絡(luò)形式,其匹配是由一個(gè)或多個(gè)低通L網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)(網(wǎng)絡(luò)數(shù)量越多,帶內(nèi)的VSWR越低).該方法的精髓

50、是,在通帶內(nèi)的多個(gè)頻率點(diǎn)上進(jìn)行準(zhǔn)確的匹配,其匹配數(shù)量等于網(wǎng)絡(luò)數(shù)量.2.2.3.1單網(wǎng)絡(luò)匹配首先考慮單網(wǎng)絡(luò)情況,見圖1-29。Rh為兩個(gè)阻抗中的大者，R1為小者，準(zhǔn)確的匹配發(fā)生在：圖1-29 VHF頻段高端單網(wǎng)絡(luò)匹配這里，為頻段的低限，為頻段的高限。L和C可以按2.1.1節(jié)所描述的方法來計(jì)算，通帶內(nèi)最大的VSWR由頻段低限或頻段高限處的輸入阻抗決定。對(duì)輸出， 2.5電阻必須和50電阻匹配，計(jì)算結(jié)果如下：VSWR的計(jì)算相當(dāng)復(fù)雜，最好用電路分析程序完成。這里較高的VSWR表示單個(gè)網(wǎng)絡(luò)還不夠，因此，我們還要探討用兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行阻抗匹配的可能性。2.2.3.2雙網(wǎng)絡(luò)匹配兩個(gè)低通網(wǎng)絡(luò)兩個(gè)低通網(wǎng)絡(luò)的情況見圖1-30。圖1-30 VHF頻段高端雙網(wǎng)絡(luò)匹配準(zhǔn)確的匹配發(fā)生在f1和f2（f2f1）：圖1-31 圖1-30雙網(wǎng)絡(luò)匹配電路的通帶特性在頻段的低限和高限以及處有最大衰減，通帶特性見圖1-31。為確定元件值，我們需要定義輔助量M：式中，。那么，對(duì)圖1-30電路，這里，其它元件：計(jì)算通帶內(nèi)最大VSWR也必須按單端網(wǎng)絡(luò)匹配中的步驟進(jìn)行。對(duì)于該例，需要使2.5電阻與50電阻在132175MHz頻段范圍內(nèi)匹配，得： 通帶內(nèi)