開關(guān)變換器的緩沖電路

1、文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .第 6 章 開關(guān)變換器的緩沖鉗位電路6.1 引言引入緩沖電路的必要性和作用開關(guān)變換器中的功率半導(dǎo)體器件工作在開關(guān)狀態(tài)，但器件的開通和關(guān)斷都不是瞬時完成的。由于器件或電路中存在寄生電容，在器件開通瞬間，會產(chǎn)生很大的電流應(yīng)力，造成很大的開通損耗；同樣由于器件在開通期間流過的電流比較大，關(guān)斷時器件將會承受較大的電壓應(yīng)力，也會造成很大的關(guān)斷損耗。 開關(guān)損耗將導(dǎo)致器件發(fā)熱甚至損壞， 對于功率晶體管 (GTR) ，還可能導(dǎo)致器件的二次擊穿。為盡可能減小電流、電壓應(yīng)力或開關(guān)損耗，一方面可設(shè)法減小開關(guān)變換器中的寄生電感或漏電感（主要靠工藝或

2、PCB 的合理布局）；另一方面可通過一些電路來減緩電流、電壓應(yīng)力，并耗散過電壓的能量或使能量反饋回電源中，這樣的電路稱為緩沖電路。緩沖電路 （ Snubber Circuit ）又稱為吸收電路， 是功率開關(guān)器件的一種重要保護電路。緩沖電路主要由電感、電容和電阻及開關(guān)功率器件等組成，其基本工作原理是利用電感電流不能突變的特性抑制器件的電流上升率，利用電容電壓不能突變的特性抑制器件的電壓上升率。緩沖電路的作用是通過改善功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)工作軌跡，改進其開通和關(guān)斷期間所承受的電壓、電流波形，抑制功率開關(guān)器件的過電壓（ du/dt ）或過電流（ di/dt ），減小器件的開關(guān)損耗，進而確保功率開關(guān)器

3、件安全、可靠地運行。通過合理選擇緩沖電路的元件參數(shù)，緩沖電路中的耗能元件（電阻）可全部消耗掉開關(guān)變換器的開關(guān)管關(guān)斷時寄生元件釋放的能量或勵磁能量 （對正激變換器），或?qū)⒑募纳尫诺哪芰炕騽畲拍芰糠祷仉娫?，并將開關(guān)管兩端的電壓鉗位在一定的范圍內(nèi)，保證開關(guān)管的安全。緩沖電路的類型緩沖電路有多種形式，以適用于不同類型的功率開關(guān)器件和開關(guān)變換器。根據(jù)緩沖電路的作用時刻， 可將其分為關(guān)斷緩沖電路和開通緩沖電路：關(guān)斷緩沖電路用于吸收器件的關(guān)斷過電壓或換相過電壓，抑制 du/dt ，減小關(guān)斷損耗；開通緩沖電路用于抑制器件開通時的電流過沖和 di/dt ，減小器件的開通損耗。如將關(guān)斷緩沖電路和開通緩沖電路

4、結(jié)合在一起，則稱其為復(fù)合緩沖電路。根據(jù)組成緩沖電路的元件類型，可將其分為無源和有源緩沖電路：無源緩沖電路是由無源元件構(gòu)成，如 RC、RCD 、LCD 緩沖電路；有源緩沖電路不僅包含有無源和有源（主要是全控型開關(guān)器件，如 GTR、 MOS 管等）元件，還包括一些控制電路和全控型開關(guān)器件的驅(qū)動電路，所以電路構(gòu)成復(fù)雜。而無源緩沖電路不需控制和驅(qū)動電路，所以電路簡單，在工程設(shè)計中得到廣泛應(yīng)用。1文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理 .word 版本可編輯 .歡迎下載支持 . 無源緩沖電路又分為無源有損緩沖電路和無源無損緩沖電路：如果緩沖電路中儲能元件的能量消耗在其吸收電阻上，則稱其為耗能式緩沖電路或無源有損緩

5、沖電路（如RC和 RCD 緩沖電路）；如果緩沖電路將其儲能元件的能量回饋給負載或電源，則稱其為饋能式緩沖電路或稱為無源無損緩沖電路（也稱為無源鉗位電路，如LCD 緩沖電路）。本章將對常用緩沖電路的組成原理及主要元件參數(shù)的設(shè)計方法進行討論。6.2 RCD 緩沖電路原理與設(shè)計RCD 緩沖電路組成和分類RCD 緩沖電路以其結(jié)構(gòu)簡單、成本低廉等特點而被廣泛應(yīng)用，但是由于RCD 緩沖電路的鉗位電壓會隨著負載的變化而變化，如果參數(shù)設(shè)計不合理，該電路會降低系統(tǒng)的效率，或者達不到鉗位要求而使開關(guān)管損壞。常用的RCD 緩沖電路可并接在開關(guān)變壓器的原邊，主要由如圖；也可并接在開關(guān)管的集射極間，主要由如圖，R1、R

6、2 為耗散電阻。圖緩沖電路RCD 緩沖電路結(jié)構(gòu)最簡單，成本最低，可降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，但其損耗較大。鉗位電壓依賴于變換器的輸出電流，與輸入電壓無關(guān)，會隨電阻減小而減小，但損耗增大。RCD 緩沖電路的設(shè)計1. 緩沖電路設(shè)計之一（ 1）緩沖器環(huán)節(jié)工作原理并接在反激變換器變壓器原邊的緩沖電路如圖6.2.2所示（由 R1、C1 和 VD 1 組成），該緩沖器環(huán)節(jié)的工作波形如圖 6.2.3 所示。假設(shè)變換器工作在 CCM 模式且已進入穩(wěn)定狀態(tài)，當(dāng)t<t1 時，開關(guān)管 VT 1導(dǎo)通，輸入電壓 Vi 加在變壓器繞組上，由于二極管VD 1 反相偏置而處于關(guān)斷狀態(tài)，鉗位電容C1 只能通過電阻 R1 放電

7、，電容兩端電壓 VC 下降。在 t 1t 2 階段，開關(guān)管進入關(guān)斷過程， ic快速減小到 0。變壓器漏感中的能量首先給開關(guān)管集射極間的等效電容充電，集射電壓快速上升（由于三極管集射極間的等效電容較小） ，當(dāng)其集射電壓上升到 Vce =Vi+VC 時，二極管 VD1 導(dǎo)通，開始向鉗位電容 C1 充電，因此集射電壓繼續(xù)上升，一直到變壓器原邊漏感電流iP 線性下降到 0，二極管 VD1關(guān)斷。最終在3時刻 Vce由于漏感中的儲能減小到零而鉗位在iotV +nV 。在每個開關(guān)周期的其余時間里，電容C1 通過電阻 R1 放電，電容電壓下降。如果緩沖電路元件參數(shù)滿足R1C1>>TS(TS 為變換

8、器開關(guān)周期 )，則電容電壓 VC 在一很小的范圍內(nèi)波動，因此，開關(guān)管的漏源電壓被鉗位在 Vi+nVo。圖開關(guān)過電壓的抑制方法在穩(wěn)態(tài)工作時，鉗位電容的電壓會自動調(diào)整，直到多余的能量都消耗在電阻上。如果沒2文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .有 RCD 緩沖電路，漏感中的能量將會在開關(guān)管關(guān)斷瞬間轉(zhuǎn)移到開關(guān)管的集射極間電容，集射電壓急劇上升，致使開關(guān)管的集電極承受較高的電壓應(yīng)力，甚至導(dǎo)致開關(guān)管損壞。圖緩沖器作用及電流電壓波形（ 2） 緩沖器參數(shù)計算 鉗位電壓 VC 的確定圖，如果考慮 30%的余量，則鉗位電壓VC 的值可表示為VC0.7Vceo Vi( 初級繞組的漏

9、感量 Ll 的確定在繞制變壓器時，不可避免存在漏感，為了減小漏感尖峰，漏感量L l越小越好，為此，通常要求初級繞組的漏感量為初級繞組電感量的1%5% 。變壓器繞制完成后， 通過測試可得知初級繞組的漏感量，其測試方法為：將各個次級繞組短路，所測得的初級繞組電感量即為其漏電感（值得注意的是：要精確測得漏電感量，測試頻率應(yīng)與變換器的工作頻率相同）。 鉗位電阻 R1的確定由于 R1C1>> TS，可認為電容電壓VC在一開關(guān)周期內(nèi)基本不變，則鉗位電阻R1消耗的能量WR1為V 2WR1C(fR1初級繞組的漏感中存儲的能量為Wl1 Ll I p2(2因為在 CCM 時，開關(guān)關(guān)斷后， 漏感電壓 V

10、lVCNVo 基本不變， 故原邊漏感電流線性下降，且下降率為 Vl LlVlVCVf，即漏感電流 i p (t )I pLltI pLlt ，則初級漏感電流從最大值I p 下降到零的時間 t 't2 t1 I p Vl。如果次級到初級的反射電壓為Vf=nVo，漏感電壓為 Vl，Ll則反饋電壓產(chǎn)生的能量為Wft 'V f I p2 Ll (VlV f )Vf i p (t)dt2(02Vl根據(jù)能量守恒，有WR1WlW f ，考慮到式 ( (，可得到鉗位電阻為R12Vl2VC2(Vl 2fLl I p2Vf VC 鉗位電容 C1的確定鉗位電容 C1的取值應(yīng)足夠大，以確保在開關(guān)關(guān)斷期

11、間，其電壓上升幅度足夠小，這也使3文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .得在一個開關(guān)周期中，電容 C1C上的電壓波動很小，通常其電壓波動幅度V 的取值為鉗位電壓的 2%5%，假設(shè) VC=5%VC，則鉗位電容 C1的取值應(yīng)滿足VC20(C1R1 fVc R1 f2. 緩沖電路設(shè)計之二（ 1）緩沖器環(huán)節(jié)工作原理并接在反激變換器開關(guān)管兩端的緩沖電路如圖6.2.4 所示（由 R2、C2 和 VD 2 組成），該緩沖器環(huán)節(jié)的工作波形如圖 6.2.5 所示。圖 6.2.4 開關(guān)過電壓的抑制方法如圖，由 R2、C2 和 VD 2 組成的緩沖電路與開關(guān)晶體管并接(如果作為高頻整

12、流二極管的緩沖電路， 則與二極管并接 )，旨在減少開關(guān)管的電壓應(yīng)力和EMI ，使負載線軌跡不超過安全工作區(qū)，不發(fā)生二次擊穿。圖緩沖器作用及電流電壓波形假設(shè)晶體管的關(guān)斷時間為極電流 i c 近似線性下降， 則對表示為tf，且關(guān)斷時間很短。如果在晶體管的關(guān)斷期間（tf 內(nèi)），集電C2 充電的電流近似為iSNb=Ip/2，其集電極電壓變化率dVC/dt 可dVcI p(dt2C2緩沖器環(huán)節(jié)的波形如圖 6.2.5 所示：當(dāng)變換器工作在CCM 模式下，在 t1 t2 階段，晶體管開始進入關(guān)斷過程， ic 減小到 0。但由于變壓器漏感的作用， 變壓器原邊繞組電流ip 不能突變，多余的電流流向緩沖電路。假設(shè)

13、流過緩沖支路的電流為iSNbp cSNbSNb流過，顯然有 i =i+i，iVD 1 對 C1 充電， iSNb 逐漸增大，晶體管集電極電壓快速增加。此后在t2 t3 階段由于 i SNb（即為原邊電流 ip）繼續(xù)對電容 C2 充電， Vce繼續(xù)上升。由于ip 在逐漸減小，因此， Vce的上升過程一直持續(xù)到 t3 時刻的 iSNb=0。Vce的上升幅度取決于漏感、鉗位電容及原邊電流的大小。在t3 t4 階段，由于漏感中的儲能減小到零而使Vce 鉗位在 Vi+nVo。在實際中，此階段為一振蕩過程。（ 2）緩沖器參數(shù)的確定 鉗位電容 C2 的確定為了減小晶體管的關(guān)斷損耗及其所承受的電壓應(yīng)力，假設(shè)當(dāng)

14、集電極電流在t2 時刻下降到0 時，集電極電壓不超過 Vi 的 30%，則電容 C2 的值為1I P t f(C2(0.3Vi )2其中， tf 為晶體管的關(guān)斷時間。 耗能電阻 R2 的確定為使緩沖電路取得期望的效果，耗能電阻R2的選擇應(yīng)使電容C2 能在晶體管最小導(dǎo)通時間內(nèi)充分放電。晶體管的最小導(dǎo)通時間是在最大輸入電壓Vs,maxo,min時發(fā)生。，最小負載電流 I為使C2 在最小ton 時能充分放電，電阻不能過大。假設(shè)三倍時間常數(shù)可以放完電，即4文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .3R2 C2ton ，則ton(R23C 2晶體管在導(dǎo)通期間， 鉗位電容將通過

15、電阻R2 放電，為了防止過大的放電電流影響晶體管的安全， 另一個決定放電電阻值的條件是要求放電電流I dis 不超過集電極電流IC 的 1/4，即有Vce0.25IC(I disR2如果按式 (，則按下式選擇R2。Vce(R20.25iC在每個開關(guān)周期中，緩沖器電阻R2 損耗的能量與在“關(guān)斷”周期結(jié)束時C2 所儲存的能量相同。 C2 兩端電壓決定于變換器電路的形式、工作模式及相關(guān)參數(shù)。對于反激變換器，如果其工作在完全能量轉(zhuǎn)換模式，C2 上的電壓即是輸入電源電壓Vi；如果其工作在不完全能量轉(zhuǎn)換模式， C2 上的電壓是電源電壓加上副邊折算過來的電壓之和。假設(shè)C2 上的電壓確定為V ，則 R 上損耗

16、的功率 PR1為c2PR1C2VC2 f(12在實際緩沖電路設(shè)計中，還要考慮元器件的選型是否合理，比如耗散電阻的功率選擇應(yīng)考慮不小于 2 倍的余量；鉗位電容應(yīng)選擇低 ESR 和 ESL 的電容；二極管應(yīng)選擇反相擊穿電壓高于開關(guān)管的漏源擊穿電壓的超快恢復(fù)二極管等等。6.3 LCD 緩沖電路的組成原理與設(shè)計采用 RCD 緩沖電路將產(chǎn)生損耗，而LCD 緩沖電路不包含耗能元件，幾乎不產(chǎn)生損耗，所以又稱為無源無損緩沖電路。下面分別以Boost 變換器和雙管正激變換器為例來說明LCD緩沖電路的原理和主要元件參數(shù)設(shè)計。BOOST 變換器的 LCD 鉗位電路組成原理和設(shè)計1. 電路組成和原理具有無源無損緩沖電

17、路的 Boost變換器如圖，其中無源無損緩沖電路由電感 L r、電容 Cs和Cr及二極管 VD 1、VD 2和 VD 3組成。 Lr限制二極管 VD 的反向恢復(fù)電流，且可為功率開關(guān)管提供零電流開通條件 （參照 6.2節(jié)）；電容 Cs可使開關(guān)管實現(xiàn)準(zhǔn)零電壓關(guān)斷 （參照 6.2節(jié)）。該變換器的主要工作波形如圖，從中可看出：在一個開關(guān)周期變換器的工作過程可分成七個階段，各階段的等效電路如圖，其中粗實線表示電流流通路徑。假設(shè)各元件為理想元件，且Cs<Cr，5文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .對各個階段的詳細工作過程分析如下：圖具有無源無損緩沖網(wǎng)絡(luò)的 Boost

18、 開關(guān)變換器圖變換器各種電流和電壓波形圖(1) t <t 0當(dāng) t <t 0時，開關(guān)管 VT 處于關(guān)斷狀態(tài)，此時VCs=Vo，VCr=0，iLr =iin ，此階段的等效電路如圖(2) t 0t 1t 0時刻，開關(guān) VT導(dǎo)通，電流 iLr 線性下降，此階段的等效電路如圖，二極管VD關(guān)斷。(3) t 1t 2開始，二極管 VD關(guān)斷后， C 開始經(jīng) VD、C、L 和開關(guān)管 VT放電， V 從零開始上升，從 t 1S2rrCr電流 iLr 從零反向增加，此階段的等效電路如圖，Cs放電過程結(jié)束， VCs=0。此階段經(jīng)歷的時間為t1 21 arccosCs（Cr式中2 f ， f 為開關(guān)頻率

19、。(4) t 2 t 3開始，由于 V=0， VD導(dǎo)通，電感 Lr和電容 Cr發(fā)生諧振，電感電流 i Lr 流經(jīng) VD 1和VD 2從 t 2Cs1向 Cr充電。電容電壓 VCr繼續(xù)上升，此階段的等效電路如圖，VCr達到最大值 VC,max，電感電流i Lr 降到 0。此階段經(jīng)歷的時間為t2 3 2 C r Lr（(5) t 3t 4從 t 3開始，由于 i Lr =0，VD 1和VD 2關(guān)斷， VCr維持在最大值 VCmax，直到 t 4時刻開關(guān) VT關(guān)斷。此階段的等效電路如圖(6) t 4t 5從 t 4開始，由于開關(guān) VT 關(guān)斷，一方面輸入電源 Vi經(jīng) L 、VD 1向 Cs充電， VC

20、s從零開始上升（開關(guān) VT 近似零電壓關(guān)斷） ；另一方面 Vi經(jīng)L 、 L r 、Cr和VD 3向負載供電，電容 Cr放電， VCr 下降， iLr 上升，此階段的等效電路如圖， VCS達到 Vo。(7) t 5t 6從 t 5開始， VCS被鉗位在 VO，即 VCsmax=VO。電源繼續(xù)經(jīng) L 、L r 、Cr 和VD 3向負載供電，電容 Cr繼續(xù)放電。 t = t 6時，電容電壓 VCr降到零，同時電感電流 i Lr 上升到 i in，此階段的等效電路如圖(8) t 6t 7狀態(tài)，此階段的等效電路如圖7時，開關(guān)導(dǎo)通，從 t 6開始，變換器重新工作在PWMtVT下一個開通周期到來。由上面各工

21、作階段分析可知：在開關(guān) VT 導(dǎo)通時刻，由于 iLr =iin ，電感電流不能突變，使得開關(guān)管電流 i c從零開始增加；在開關(guān) VT 關(guān)斷時刻，由于 VCs =0，電容電壓不能突變，開關(guān)電壓 Vce從零開始上升，從而實現(xiàn)零電流開通和零電壓關(guān)斷，并且最大開關(guān)電壓Vce,max被鉗位在VO。（ a）t 0（ b） t 0- t 16（ c）t 1- t 2e）t 3- t 4文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 . （ d）t 2- t 3（f ）t 4- t 5（g）t 5- t 6圖2. 主要元件參數(shù)的選擇原則無源無損 LCD 緩沖電路的作用是減緩主功率開關(guān)管的電

22、流及電壓上升速率，使功率開關(guān)管工作在準(zhǔn)零電流導(dǎo)通和零電壓關(guān)斷狀態(tài)，減小開關(guān)損耗，但不能影響變換器的正常工作，為此， LCD 緩沖電路元件參數(shù)的選擇應(yīng)依據(jù)以下原則：（ 1）緩沖電感 Lr的選擇原則L 的作用是限制二極管 VD 的反向恢復(fù)電流，且可為功率開關(guān)管提供零電流開通的條件，r因此，電感 L r應(yīng)適當(dāng)大一些，否則，一方面開關(guān)管開通后的電流上升速率變快，di/dt很大，使得 EMI增大；另一方面，不可能有效限制二極管VD 的反向電流，且在功率開關(guān)管兩端電壓較高時， 就將有很大的電流流過，造成功率開關(guān)管產(chǎn)生較大的開通損耗。但是 L r也不宜過大，否則將使緩沖電路的作用時間過長，開關(guān)電流上升緩慢，

23、從而造成占空比損失，影響電路的正常工作。對于 L r的選擇應(yīng)遵循這樣的原則，即要求開關(guān)導(dǎo)通后L r上電流從 iin下降到 0的時間 t要大于二極管 VD 的最大反向電流恢復(fù)時間trr，即t t1t0iin Lrtrr（Vo（ 2）緩沖電容的選擇原則電容 Cs可使開關(guān)管實現(xiàn)準(zhǔn)零電壓關(guān)斷，其值不能太小，否則在開關(guān)管關(guān)斷期間，開關(guān)管電流從最大開始下降時，由于其電壓的快速上升，將產(chǎn)生很大的關(guān)斷損耗； Cs的選取也不宜太大，否則開關(guān)關(guān)斷后其電壓上升時間過長，相當(dāng)于增加了占空比，影響了變換器的正常工作。 Cs的具體選擇可參照在開關(guān)管開通過程中，為了減小緩沖電路對變換器正常工作的影響，要求電容Cs的放電時間

24、 t1-2和諧振時間 t2-3盡量短。在選定 Cs的情況下，為了減小 t1-2，根據(jù)式（，因為根據(jù)式（，因此，為不影響變換器的正常工作，在 Lr 和 Cs已確定的情況下，可根據(jù) t 1-3<0.1Ton（min）（參照圖 ，確定 Cr的值，通常 Cr的取值為 Cs的10倍以上。雙管正激變換器的 LCD 鉗位電路組成原理和設(shè)計考慮雙管鉗位正激變換器是常用的電路拓撲，可簡化鉗位電路，也不會像橋式變換器那樣可能會出現(xiàn)直通現(xiàn)象，因此，在較大功率領(lǐng)域場合得到廣泛應(yīng)用。但是，由于其開關(guān)管的開關(guān)損耗較大，限制了其開關(guān)頻率和功率密度的進一步提高。1. 電路工作狀態(tài)分析雙管正激變換器的無源無損緩沖鉗位電路

25、的組成如圖，圖中 C1、C2 分別為 VT 1、VT 2 的寄生漏源極電容， Cs1、Cs2 為緩沖電容（通常 Cs1= Cs2），VD s1、VD s2 在緩沖電路作用期間提7文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理 .word 版本可編輯 .歡迎下載支持 . 供單向?qū)ɑ芈罚?Cs1、Cs2，VD 3 和 L s 組成緩沖電路， VD 1、VD 2 為雙管正激變換器的鉗位二極管。開關(guān)管導(dǎo)通期間和開關(guān)管關(guān)斷期間的主要工作波形如圖圖雙管鉗位正激變換器的無源無損緩沖電路圖雙管鉗位正激變換器的主要波形（ 1）開關(guān)管導(dǎo)通期間結(jié)合電路圖和波形，補充說明：開關(guān)管臨導(dǎo)通前緩沖電路各元件的狀態(tài)，導(dǎo)通瞬間及導(dǎo)通后各元件的

26、工作過程。開關(guān)管臨導(dǎo)通前，緩沖電路的電容電壓VCs1Cs2Ls=0。= V= 0，電感電流 i開關(guān)管導(dǎo)通后的電流流向如圖， Vi 對 L s，Cs1和 Cs2諧振充電， Cs1、Cs2 電壓和 iLs 電流從0 開始增加，當(dāng)電容電壓增加到VCs1= VCs2= 0.5Vi 時，電流 i Ls 上升至最高點，且電感 L s開始放電，并與 Vi 一起對電容繼續(xù)充電，電流i Ls 開始下降，直到半個諧振周期后VCs1= VCs2= Vi，此時由于 VD s2、VD s1導(dǎo)通而將電容電壓鉗位而不再增加，緩沖電容極性分別為：Cs1 左負右正， Cs2 左正右負。此時若電感L s 未放電完全，將通過VD

27、s2、VD s1 將能量回饋到電源使 i Ls下降到 0。我們稱此過程為緩沖電路初始化過程。為阻止Cs1 和 Cs2 對電感反向充電，采用二極管 VD 3 阻止反向諧振。 相關(guān)波形如圖， Cs2電壓上升到 Vi 后，電路與常規(guī)正激變換器一樣，電源 Vi 繼續(xù)通過變壓器原邊電感將能量傳輸?shù)礁边?。相關(guān)波形如圖根據(jù) LC 諧振電路原理， Cs1s2i1， C電壓上升到 V的時間 為半個諧振周期，即1t1t0LsCs1(2圖雙管鉗位正激變換器開關(guān)管導(dǎo)通電流流向（ 2）開關(guān)管關(guān)斷期間結(jié)合電路圖和波形，補充說明：開關(guān)關(guān)斷瞬間緩沖電路各元件的狀態(tài)， 關(guān)斷期間及關(guān)斷后各元件的工作過程。在 t2時刻，開關(guān)管關(guān)斷

28、， 緩沖電路開始作用。開關(guān)管關(guān)斷瞬間， V = V= V，V= V =Cs1Cs2iC1C20，變壓器初級電壓為 Vi。變壓器的初級電流同時對C1，C2，Cs1 和 Cs2 充電。 t3 時刻， VCs1=VCs2= VC1= VC2= 0.5Vi ，變壓器初級電壓下降到 0，初級勵磁電流繼續(xù)對 C1， C2， Cs1 和 Cs2 充電，直到 t4 時刻 VCs1= VCs2=0 ，VC1= VC2= Vi。鉗位二極管 VD 1、VD 2 開始導(dǎo)通，開關(guān)管VT 1、VT2的兩端電壓被鉗位在 V ，緩沖電路作用結(jié)束。電流流向如圖，緩沖電路作用期間緩沖電i容與開關(guān)管的寄生電容上的電壓波形參見圖，為

29、分析方便，可以認為變壓器初級電流不變。緩沖作用時間 2為8文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .t4Vi (C1Cs1 ) Vi CS(2t2iLiL式（緩沖過程中因為 Cs1> C1, Cs2> C2，從而抑制了 C1和C2兩端電壓的上升率，使關(guān)斷過程軟化了，即實現(xiàn)了開關(guān)管的軟關(guān)斷。開關(guān)管兩端的電壓為iL tVDS(Cs經(jīng)過緩沖作用時間 2 開關(guān)管漏源電壓上升到Vi，故由上式可得等效電容的計算表達式為CS2 iL(Vi圖 6.3.7開關(guān)管關(guān)斷緩沖電流流向VD 1、 VD 2 開始導(dǎo)通后，勵磁電流iL 將從緩沖電路轉(zhuǎn)移到鉗位二極管，直到t5 時刻 i

30、L 下降到 0，去磁結(jié)束。 i L 續(xù)流流向如圖圖勵磁電感去磁結(jié)束后， 由于 VC1=VC2=Vi，電容 C1、C2 通過變壓器向電源放電， 變壓器原邊兩端電壓為 Vi，極性上負下正， 變壓器勵磁電流反向增加。 直到 t6 時刻，電容 C1、C2 的電壓下降到 VC1=VC2=0.5Vi 時，變壓器原邊兩端電壓減小為 0，勵磁電流增加到最大值，變壓器原邊電流 i L 波形如圖，在勵磁電流的作用下， C1、C2 繼續(xù)放電，勵磁電感電流開始減小；電容 C1、C2 的電壓 VC1、VC2 小于 0.5Vi，將有一個正向電壓加在變壓器原邊兩端，此時，二極管 VD4 、VD5 同時導(dǎo)通，變壓器原邊繞組被

31、短路到零， 電容 C1、C2 的電壓增加到 VC1=VC2=0.5Vi，VD4 截至；由于變壓器原邊電流還未下降到零，在勵磁電流的作用下，C1、C2 仍繼續(xù)放電，電容 C1、C2 的電壓 VC1、 VC2 又下降到小于 0.5Vi，二極管 VD4 、VD5 又同時導(dǎo)通，電容C1、C的電壓又回到VC1=VC2=0.5V ，就這樣經(jīng)過多次振蕩，直至電感電流減小到0，電容C 、2i1C2的電壓穩(wěn)定到VC1=VC2=0.5Vi 。電感電流 i L 波形如圖勵磁電感去磁結(jié)束后，在 t5 時刻， VC1=V C2=V i，變壓器原邊兩端電壓為 Vi ，極性上負下正；隨后，電容 C1、C2 通過變壓器向電源

32、放電，其兩端電壓下降，變壓器勵磁電流反向增加，施加在變壓器原邊的反向電壓也隨著減?。恢钡絫6 時刻，電容 C1、 C2 的電壓下降到C1C2i ，變壓器原邊兩端電壓減小為0，反向勵磁電流增加到最大值（變壓器原邊電V =V=0.5V流 iL 波形如圖；此后， 1、2 將在勵磁電流的作用下繼續(xù)放電，勵磁電流開始減小并直至到C C零，電容 C1、C2 兩端的電壓 VC1、 VC2 將小于0.5Vi，使得有一上正下負的正向電壓加在變壓器原邊兩端，致使 VD4 導(dǎo)通，VD 5 截止。開關(guān)管兩端電壓持續(xù)下降直到變壓器原邊電感電流為零，此后電壓保持不變，直到下一個開關(guān)周期到來。變壓器原邊電流 i L 波形和

33、開關(guān)管上電壓波形如圖勵磁電感去磁結(jié)束后，在t5 時刻， VC1=VC2=Vi，變壓器原邊兩端電壓為Vi，極性上負下9文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .正；隨后，電容 C1、C2 通過變壓器向電源放電，其兩端電壓下降， 變壓器勵磁電流反向增加，施加在變壓器原邊的反向電壓也隨著減??；直到t6 時刻，電容C1、 C2的電壓下降到VC1=VC2=0.5Vi，變壓器原邊兩端電壓減小為0，反向勵磁電流增加到最大值（變壓器原邊電流 iP 波形如圖；此后， C1、C2 將在勵磁電流的作用下繼續(xù)放電，此時VD 4 導(dǎo)通， VD 5 截止，導(dǎo)通勵磁電流開始減小并直至到零，電容C

34、1、 C2 兩端的電壓 VC1、VC2 將小于 0.5Vi，使得有一上正下負的正向電壓加在變壓器原邊兩端，電源又開始對電容和電感同時充電，電感電流正向增加， 變壓器原邊電感電壓逐漸減小到0，接著電感電流又開始減小直至到0，這時變壓器原邊承受一個較小的負電壓， 此時 VD 4 截止，VD 5 導(dǎo)通，這樣又回到了 t5 時刻的初始狀態(tài)，只不過變壓器原邊電壓很小了。就這樣一直振蕩直到電感電流和變壓器原邊電感電壓下降到0，振蕩結(jié)束，開關(guān)管兩端電壓維持在 0.5Vi 不變，直至下一個開關(guān)周期到來。變壓器原邊電流 iP 波形和開關(guān)管上電壓波形如圖圖去磁結(jié)束后電流流向2. 主要元件參數(shù)的設(shè)計考慮在實際應(yīng)用中

35、緩沖電路的參數(shù)需要優(yōu)化選擇，以求整個電路的損耗最小、成本最低。(1) 緩沖電容的選擇緩沖電路的作用時間應(yīng)小于開關(guān)管的關(guān)斷時間，在滿足此條件下，緩沖電容可按式(2緩沖電容的耐壓應(yīng)不低于電源電壓Vi，另外，由于緩沖電容在緩沖過程中流過相對較大的峰值電流和有效值電流， 因此，應(yīng)選擇能承受相應(yīng)電流的電容。 即選擇 di/dt 耐量大的電容。通常，箔電容能承受大的峰值和有效值電流，而金屬化電容則相對小，其中的雙金屬化電容的承受電流耐量相對大些。通常，電容的數(shù)據(jù)手冊中均介紹各種電容的適用范圍。(2)諧振電感的選擇由于 Cs1，Cs2電壓上升到 Vi 的過程在開關(guān)管導(dǎo)通期間完成，因此，初始化時間1應(yīng)小于開關(guān)

36、管最小導(dǎo)通時間，即Ton (min)1Ls Cs1(2同樣，根據(jù) LC 諧振電路原理，在已知初始化時間1和緩沖電容值后，可以得到諧振電感的電感量為Ls2 12(2 Cs1(3)緩沖電路的損耗緩沖電路的初始化峰值電流為I RMVi2Ls(C s緩沖電路的初始化電流有效值為10文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .I RM1(I rmsT2將式 (，(111I rms2Vi Cs2 Cs41(71 324Ls4 T 2當(dāng)開關(guān)周期 T，Vi、 Cs 確定后，緩沖電路的初始化電流有效值隨諧振電感量的增加而下降，因此選擇相對大的電感有利于初始化電流有效值的減小。緩沖電路的

37、附加損耗主要為緩沖電路初始化過程中諧振電感上的損耗，主要表現(xiàn)為磁性材料的磁滯損耗和繞組電阻造成的損耗，損耗均隨初始化峰值電流增加而增加；緩沖電路中阻斷二極管VD 3 的損耗，主要表現(xiàn)為導(dǎo)通損耗及反向恢復(fù)損耗，這一損耗隨復(fù)位峰值電流增加而增加；開關(guān)管的附加導(dǎo)通損耗，為初始化電流有效值在開關(guān)管導(dǎo)通電阻上產(chǎn)生的損耗，隨初始化電流有效值增加而增加。若變換器輸入采用 PFC，變換器的輸入電壓則相對穩(wěn)定 (400V) ，開關(guān)管的最小導(dǎo)通占空比可以接近 0.5，初始化電流的峰值和有效值均最小， 緩沖電路的附加損耗也最小。 緩沖電路的初始化時間與初始化電流有效值之間的關(guān)系可由式 ( 將式 (Vi Cs Cs1

38、IRM(2 1CsCs1由式 (，初始化電流隨初始化時間的減小而增加， 這表明盡可能地增加初始化時間， 有利于減小緩沖電路帶來的附加損耗。能量回饋緩沖電路可以得到低的鉗位電壓，并且無損耗，如圖，與正激變換器的能量回饋線圈比較相似，比 LCD 緩沖電路少一個元件。圖 能量回饋緩沖電路當(dāng)開關(guān)管 VT 1關(guān)斷時，變壓器的初級電流初始時通過 VD 1 和 C 傳導(dǎo)，開關(guān)管電壓為 Vi+Vc， VD 2 反向偏置，鉗位繞組中無電流流過，漏感的能量暫時儲存在電容中。假設(shè)電容 C 足夠大，電壓在每個周期中均保持不變。開關(guān)管導(dǎo)通時，電容對鉗位繞組進行充電，直到電容電壓降到輸出反射電壓為止。然后，再通過輸入電壓

39、對初級電感進行充電。開關(guān)管導(dǎo)通后， VD 1 反向偏置，電容的電壓基本與鉗位繞組電壓一致，即VCNr Vi(N p鉗位電壓依賴于鉗位繞組的匝數(shù)，它必須大于輸出反射電壓，以便將能量傳遞到次級，否則，能量將傳遞到電容 C，因此，鉗位繞組：11文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .NrVi N p2(Vg Ns開關(guān)管電壓VVT1ViVc Vi 1Nr(N p開關(guān)管電壓由鉗位繞組的匝數(shù)決定，與漏感或負載電流無關(guān)，但隨輸入電壓變化而改變較大。能量回饋緩沖電路的鉗位電壓較低，且不會產(chǎn)生損耗，不需要額外的磁芯，只需在變壓器中多繞制一個繞組，開關(guān)管電流應(yīng)力小于LCD 緩沖電路。

40、6.4 有源緩沖鉗位電路的組成原理與設(shè)計前面講述的緩沖電路均由無源元件構(gòu)成，有源緩沖鉗位電路的組成和原理有源鉗位技術(shù)省去了傳統(tǒng)復(fù)位電路中所需的附加繞組或有能量消耗的路原理和波形如圖，其等效電路如圖，先假定所有元器件都是理想的，而且足夠大，將其作為電流源 IO和電壓源 VCc處理。RCD復(fù)位電路。其電 L f和鉗位電容 CC圖有源鉗位正激變換器圖有源鉗位正激變換器及原理波形（0t ）(b)（ t t）(a)11 2（ t t）(d)（ tt ）(c)2 33 4(e)（t4t5）(f) （t5t7）圖6.4.3 有源鉗位正激變換器各種開關(guān)模式的等效電路在 t=0之前，主開關(guān)S1關(guān)斷，鉗位電容上的

41、鉗位電壓為VCci=dV /(1-d)。與此同時，鉗位開關(guān)管 S2也關(guān)斷，二極管 VD 1被反偏置而關(guān)斷，流過鉗位電容的電流iCc=0。 開關(guān)模式 1（0t1，見圖在 t=0時刻，來自控制器的驅(qū)動信號使 S1導(dǎo)通，變壓器原邊繞組兩端的電壓 uN1 =Vi，整流管 VD 1開通。變壓器磁心正向激磁， 勵磁電流 i m(t)=im(t0)+ Vi(t-t0)/ Lm，由第三象限的某一值向第一象限過渡，變壓器的輸入電流 i N1=i m+IO /n，副邊整流二極管 VD 1導(dǎo)通，續(xù)流管 VD 2阻斷，能量由輸入電源經(jīng)過變壓器傳到負載。其中，主開關(guān)管 S1上的電壓 uS1=0，鉗位開關(guān)管 S2上的電壓

42、為 Vi+VCc。開關(guān)模式 1的持續(xù)時間為： t1 -t0=dT 。 開關(guān)模式 2（t1t2，見圖在 t 時刻，主開關(guān)管 S1的結(jié)電容 C 電壓 u=0，S1軟關(guān)斷， S2 和 VD仍處于關(guān)斷狀態(tài)，整1SCsC流管VD1O/n和勵磁電流 imS繼續(xù)導(dǎo)通，此時，折算到初級的負載電流I同時給 S1的結(jié)電容 C 充電，一般 im<<I O/n ，因此 uCs從零開始線性上升，其中uCs(t)=IO (t-t1)/nCS ， i m(t)= i m(t1)+ Vi (t-t1)/12文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯 .歡迎下載支持 .mO1 2mS2Si，開關(guān)模式 2結(jié)束

43、，此時變L-I (t-t ) /2nLC ，在t時刻，電容 C 上的電壓上升到輸入電壓V壓器勵磁電流達到正向最大值I m(+)m 0ims i2/(2Lm O)。開關(guān)模式 2的持續(xù)時間為：=i (t )+V dT/L +nC VIt2-t1=n CSVi /IO 開關(guān)模式 3（t2t3，見圖在 t2t3時段內(nèi)，初級的電流不再包括負載電流，即 iN1(t)=i m(t)=Im(+) coswm(t-t2)，這時勵磁電感與 CS諧振，結(jié)電容 CS上的電壓 uCs上升， uCs(t)=Vi+Im(+) Zmsinwm(t-t2) ，其中 Zm=(L M/CS)1/2是勵磁電感和結(jié)電容的特征阻抗； w

44、m=1/Zm是勵磁電感和結(jié)電容的諧振角頻率。加在變壓器的初級繞組的電壓為反向電壓，即勵磁電流開始由正向最大值Im(+) 減小，磁心開始復(fù)位。在這個階段，次級繞組的電壓也為負，整流管VD 1關(guān)斷，負載電流經(jīng)過續(xù)留二極管VD 2續(xù)流，此時，在 t3時刻， CS的電位 uCs=Vi+VCc，勵磁電流 i m(t3)= Im(+)1- VCc/(Im(+)Zm)2 1/2，開關(guān)模式三結(jié)束。這個階段持續(xù)時間為： t32- 1Ccm(+) mm-t = sin (V/IZ)/w 。 開關(guān)模式 4（t3t4，見圖在 t3時刻，CS的電壓 uCs上升到 Vi+VCc時，鉗位二極管 VD C被正向偏置導(dǎo)通， 勵

45、磁電流流經(jīng)鉗位二極管 VD C ，鉗位開關(guān)兩端的電壓變?yōu)榱?，主開關(guān)的電壓被鉗制在Vi+VCc，即 uCs(t)=V +V，這樣可以限制主開關(guān)的電壓應(yīng)力，負載電流繼續(xù)流經(jīng)二極管VD 續(xù)流。此時，加在變iCc2壓器初級繞組上的電壓為 -VCc，變壓器勵磁電流繼續(xù)下降， i m(t)=im(t3)-VCc(t-t3)/L m。由于 t3時刻鉗位二極管 VD C導(dǎo)通，將鉗位開關(guān)管 S2的電壓鉗位在零處，這樣就可以實現(xiàn) S2的零電壓開通。在 t4時刻，勵磁電流下降到零， 開關(guān)模式 4結(jié)束。這個階段的持續(xù)時間為： t4-t3= Lmi m(t3)/ VCc。 開關(guān)模式 5（t4t5，見圖在開關(guān)模式 5中，

46、鉗位開關(guān)管 S2處于開通狀態(tài)， 鉗位二極管 VD C截止。勵磁電流開始經(jīng)過鉗位開關(guān)管 S2反向流動， i mCc3m5m 3(t)=V(t-t )/ L。在 t 時刻，也就是當(dāng)勵磁電流為 -i (t )時，關(guān)斷S2，由于鉗位電容和結(jié)電容的存在，鉗位開關(guān)管兩端的電壓不能突變，故S2是零電壓關(guān)斷。開關(guān)模式 5的持續(xù)時間為： t5-t4= L mim (t3)/VCc。在 t t 階段，由于變壓器磁能與鉗位電容的磁能相互交換，C 產(chǎn)生充放電的過程，使 V35CCc有所變化，其變化量為u，u為CC上的紋波電壓值，主開關(guān)電壓被鉗位在Vi+VCc+ u，若開關(guān)頻率越高，則u越小，當(dāng)u<<VCc

47、，則可認為鉗位電容上的電壓基本恒定。鉗位電容電流-iCc=im，i m由第一象限向第三象限過渡。這就是磁通復(fù)位的過程。 該時段電路的主要特征是鉗位開關(guān)管導(dǎo)通，鉗位電路運行，變壓器磁通復(fù)位。 開關(guān)模式 6（t5t7，見圖在開關(guān)模式 6中， S1仍為關(guān)斷狀態(tài)，在 t5時刻，鉗位開關(guān)管S2被驅(qū)動關(guān)斷，變壓器勵磁電感與 S1的結(jié)電容再次諧振，使CS放電，且 uCs從Vi+VCc開始諧振下降，在 t5t6時段， CS上的電壓為 ViCsiCcm5m m 3m5iCcN1Cs iN1<u (t) =V +Vcosw (t-t )-Zi( t )sinw (t-t )<V +V，因為 u= u -V，可以看出 u 會隨著 uCs的下降而下降，所以勵磁電流的下降趨勢變得相對比較緩慢，im(t)=-i m(t3)coswm(t-t5)-V sinw(t-t )/Zm；