電子大賽資料DCDC

1、3.1 降壓斬波變換電路3.1.1 降壓斬波變換電路組成及工作原理降壓斬波變換電路(Buck Chopper，即Buck變換電路)，主要由輸入直流電源、全控型器件、儲能電感、續(xù)流二極管、濾波電容、控制單元（PWM產(chǎn)生電路）和負載組成。如圖3-1所示：圖3-1 降壓斬波變換電路降壓斬波變換電路使用一個全控型器件VT (IGBT或MOSFET等)，對輸入直流電源Us進行斬波控制。在全控型器件VT開通時，在為負載提供電能的同時也為儲能元件充電；在全控型器件VT關斷時，由儲能元件為負載供電，此時續(xù)流二極管VD給負載中電感電流提供通道。通過調整全控型器件VT控制信號的占空比可以調整輸出電壓Uo的大小。降

2、壓斬波電路主要用于電子電路中的供電電源，也可拖動直流電動機或帶蓄電池負載等。3.1.2 降壓斬波變換電路穩(wěn)態(tài)分析當全控型器件導通時，電源Us通過電感L向電容C充電的同時也向負載R供電，隨著電感電流的增加，負載的電壓也隨之上升，如圖3-2(b)所示。當全控型器件關斷時，電源Us停止工作，由電感和電容儲能向負載供電，經(jīng)二極管VD續(xù)流，如圖3-2(c)所示。當全控型器件關斷且續(xù)流二極管截至時，由電容儲能向負載供電，如圖3-2(d)所示。(a)電路結構 (b)開關狀態(tài)1，VT導通，VD截止等效電路(c)開關狀態(tài)2，VD導通，VT阻斷等效電路 (d)開關狀態(tài)3，VT阻斷，VD截止等效電路圖3-2 降壓斬

3、波變換電路的工作狀態(tài)(a)驅動信號 (b)電壓斬波波形圖3-3 降壓斬波電路驅動信號及電壓斬波波形降壓斬波變換電路的降壓原理如圖3-3所示，全控型器件VT的導通時間與一個開關周期的比值稱為導通比D，即控制全控型器件的PWM信號占空比： (3-1)式(3-1)中，Ton=DTs；Toff=(1-D)Ts。Ton為全控型器件的導通時間；Toff為全控型器件的關斷時間；Ts為全控型器件的開關周期。其輸出電壓與輸入電壓之比稱為該變換電路的變壓比M： (3-2)式(3-2)中，M總是小于1。Uo為輸出電壓；Us為輸入電壓。變壓比M與電路結構和導通比D有關，它們之間的關系可用多種方法推導。降壓斬波變換電路

4、根據(jù)電感電流是否連續(xù)有三種可能的運行工況，如圖3-4所示：電感電流連續(xù)模式 CCM(Continuous Current Mode)：指電感電流在整個開關周期中都不為零；電感電流斷流模式 DCM（Discontinuous Current Mode）：指在開關管VT阻斷期間內經(jīng)二極管續(xù)流的電感電流已降為零。兩者的臨界稱為電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)，即開關管阻斷期結束時，電感電流剛好降為零。圖3-4降壓斬波變換電路中電感電流波形圖1.電感電流連續(xù)(CCM)模式圖3-4(a)給出了電感電流連續(xù)時的工作波形，它有兩種工作狀態(tài)：(1)VT導通，電感電流iL從零增長到ILmax；(2)VT關斷，二極管VD續(xù)流

5、，iL從ILmax降到零；這兩種工作狀態(tài)對應兩種不同的電路結構，如圖3-2 (b)、(c)所示。工作狀態(tài)1：當電路處于穩(wěn)態(tài)，即輸入電壓與輸出電壓都不變時，在全控型器件VT導通，二極管VD截止時，電源輸出電流is等于電感電流iL，此時有： (3-3)式(3-3)中，Us為輸入電壓。在全控型器件VT導通時，電感充電，電感電流呈上升趨勢，由于開關頻率很高，電感電流可近似認為呈線性增加。因此由式(3-3)可得，電流增加量iL+可以如下表示： (3-4)式(3-4)中，Ton=DTs。工作狀態(tài)2：在全控型器件VT關斷，續(xù)流二極管VD導通時，電感放電，電感電流呈下降趨勢，同理電感電流減少量iL有： (3-

6、5) (3-6)顯然，只有當VT導通期間電感電流的增加量iL+等于VT截止期間電感電流的減少量iL時，電路才能達到平衡。即： (3-7)式(3-7)中，iL為電流的變化量，是一個正值。故有: (3-8)因此，降壓斬波變換電路在電感電流連續(xù)模式下，其變壓比M與占空比D相等，輸出電壓Uo與負載電流無關，因此降壓斬波變換電路具有很好的控制性能。占空比D從0到1變化時，輸出電壓從0到Us變化，且輸出電壓最大值不會超過電源電壓Us。由圖3-2可知，穩(wěn)態(tài)時，負載電流io不變，在一個開關周期內，濾波電容平均充電電流等于平均放電電流，而IL=IC+Io，故變換電路輸出端負載平均電流Io就是電感的平均電流IL。

7、 (3-9)式(3-9)中，ILmax和ILmin分別為電感電流的最大值和最小值；R為變換電路負載電阻。如圖3-4(d),電容C在一個開關周期內的充、放電電荷Q為： (3-10)輸出電壓波動量Uo： (3-11) (3-12)式(3-12)中，為LC濾波電路的諧振頻率，fs為全控型器件的開關頻率。由式(3-12)可知，紋波電壓除與輸入、輸出電壓有關外，還與L、C和開關頻率有關。增大儲能電感L、濾波電容C和提高全控器件的工作頻率fs皆可減小輸出電壓的紋波。2.電感電流斷續(xù)(DCM)模式當電感L較小、負載電阻R較大或開關周期Ts較大時，將會出現(xiàn)電感電流已下降到零而新的周期尚未開始的情況。在新的周期

8、內電流將從零開始增加，這種工作模式稱為電感電流斷續(xù)模式(DCM)。圖3-4(c)給出了電感電流斷續(xù)時的工作波形，它有三種工作狀態(tài)：(1)VT導通，電感電流iL從零增長到ILmax；(2)VT關斷，二極管VD續(xù)流，iL從ILmax降到零；(3)VT和VD均截止，在此期間iL保持為零，負載電流由輸出濾波電容供電。這三種工作狀態(tài)對應三種不同的電路結構，如圖3-2 (b)、(c)、(d)所示，其波形如圖3-4(c)所示。工作狀態(tài)1：當全控型器件VT導通時，電感電流由零開始增大，有： (3-13)工作狀態(tài)2：當全控型器件VT關斷，二極管VD管導通時，電感電流由最大值ILmax減小，有： (3-14)式(

9、3-14)中，D1Ts為二極管導通續(xù)流時間，D+D11。由|iL+|=|iL|， 得 (3-15) (3-16)電感電流連續(xù)或電感電流臨界狀態(tài)時，D+D1=1，電感電流斷續(xù)時，D+D11。降壓斬波變換電路的輸出電流Io等于電感平均電流值： (3-17)式(3-17)表明，電感電流斷續(xù)時，Us /Uo即變壓比M不僅與占空比D有關，而且與負載電流IL有關。3.電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)當負載電流減小到Ts截止時(見圖3-4(b)，電感電流剛好下降為零，即臨界連續(xù)狀態(tài)，此時輸出電流為最小Iomin，即為電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)下的電感平均電流值： (3-18)由(3-18)式可以得出臨界電感值LC為： (3-

10、19)4.實例設計分析(1)降壓斬波變換電路設計步驟： 1) 選擇續(xù)流二極管VD。續(xù)流二極管選用快恢復二極管，其額定工作電流和反向耐壓必須滿足電路要求，并留有一定的裕量。2) 選擇開關管工作頻率fs。最好工作頻率大于20kHz，以避開音頻噪聲。開關頻率提高可以減小電感L、電容C，但會增大開關損耗，因此效率會降低，選擇時要綜合考慮。3) 開關管可選方案：MOSFET、IGBT、GTR等。4) 選擇占空比。為保證當輸入電壓發(fā)生波動時，輸出電壓能夠穩(wěn)定，占空比一般選0.7左右。5) 確定臨界電感值LC： (3-20)式(3-20)中，R=Uo/Io。在實際應用中電感選取一般要比理論值大，有資料稱電感

11、值的選取一般為臨界電感值的10倍。具體選擇可根據(jù)實際情況通過仿真和實驗后確定。6) 確定電容值C。電容耐壓必須超過額定電壓；電容必須能夠傳送所需的電流有效值；電流波形為三角形，三角形高為iL/2 ，底寬為Ts/2，因此電容電流有效值ICRMS為： (3-21)根據(jù)紋波要求，可按(3-11)式確定電容容值。7) 確定連接導線。確定導線必須計算電流有效值(RMS)，電感電流有效值ILRMS由下式給出： (3-22)由電流有效值確定導線截面積，由工作頻率fs確定穿透深度（當導線為圓銅導線時，穿透深度為：），然后確定線徑和導線根數(shù)。(2)實例設計分析設計圖3-5所示的降壓斬波變換電路。設定電源電壓Us

12、為220290V，額定負載電流為11A，最小負載電流為1.1A，開關頻率為20kHz。要求輸出電壓Uo為48V；紋波小于1%。要求最小負載時電感電流不斷流。計算輸出濾波電感L和電容C，并選取開關管VT和二極管VD。圖3-5 設計實例解：因為要求電感電流不斷流，所以有：當輸出電壓Uo為48V時，有：則占空比D的范圍為要使電流連續(xù)的最小負載電流為：L考慮裕量電感L為1mH。電感最大的脈動峰-峰值iL：電感的電流最大值ILmax和ILmin分別為：全控型器件VT和二極管VD承受的電壓都為220V，通過的最大電流為11.5A，同樣考慮一定的裕量，可選500V/20A的管子。L、C的值可根據(jù)紋波的大小確

13、定：1%實際取C=47F，實際的LC濾波電路諧振頻率fc為實際紋波為：滿足題目要求。實際仿真和實驗中，電感L和電容C的值可以在計算值左右反復嘗試，以得到最好的波形效果。3.1.3 降壓斬波變換電路仿真1.閉環(huán)控制原理分析控制裝置與受控對象之間，不但有順向作用而且還有反向聯(lián)系，即輸出對輸入有影響的控制。閉環(huán)控制又常稱為反饋控制或偏差控制。圖3-8為降壓斬波變換電路單閉環(huán)控制原理框圖，通過電壓環(huán)，控制輸出穩(wěn)定。其工作過程為將檢測的輸出電壓與給定參考電壓做差，經(jīng)過誤差放大器，得到誤差電壓Ue，誤差電壓Ue通過影響PWM脈沖調節(jié)器，調節(jié)占空比D，從而調節(jié)降壓斬波變換電路的輸出電壓Uo，使輸出電壓Uo趨

14、近給定參考電壓，誤差電壓值Ue趨近于零。在輸入電壓不穩(wěn)定的情況下，閉環(huán)控制能自動調節(jié)輸出電壓值，使輸出電壓穩(wěn)定系統(tǒng)可靠。圖3-8 降壓斬波變換電路功率閉環(huán)控制原理框圖圖3-9為降壓斬波變換電路的雙閉環(huán)控制原理圖，將給定參考電壓Uref與檢測到的輸出電壓Uo做差，結果送入電壓外環(huán)的PI調節(jié)器，該PI調節(jié)器的輸出信號即為電流內環(huán)的參考輸入信號。將在主回路中檢測到的電流iL作為反饋信號與電流參考信號相減，結果送入電流環(huán)的PI調節(jié)器，并與三角波或鋸齒波做比較，得到全控型器件VT的PWM脈寬調制信號。其中電流環(huán)能夠限制主回路最大電流，快速抑制電源擾動；電壓環(huán)，能夠穩(wěn)定電壓輸出。圖3-9 降壓斬波變換電路

15、雙閉環(huán)控制原理2.降壓斬波變換電路仿真根據(jù)3.1.2節(jié)例題建立MATLAB/Simulink仿真模型，設定電源電壓Us為210290V，額定負載電流為11A，最小負載電流為1.1A，開關頻率為20kHz。要求輸出電壓Uo為48V；紋波小于1%。電感L為1mH，電容C為47F，負載為純電阻，阻值為40，其開環(huán)仿真模型如圖3-10所示： (a)開環(huán)仿真模型圖 (b)輸入為220V時開環(huán)輸出電壓、電流波形(c)輸入為290V時開環(huán)輸出電壓、電流波形圖3-10未加入PI閉環(huán)仿真模型及波形圖顯然，降壓斬波變換電路的開環(huán)仿真模型得到的波形效果不是理想中的穩(wěn)定電壓，隨著輸入電壓的波動輸出電壓波動較大，為了能得到較穩(wěn)定的輸出電壓，我們采