脈沖式激光驅(qū)動(dòng)電源的研究與設(shè)計(jì)2

1、脈沖式激光驅(qū)動(dòng)電源的研究與設(shè)計(jì)1.1 引言二十世紀(jì)后期到二十一世紀(jì)初，超短脈沖激光成為強(qiáng)有力的科學(xué)研究手段，使科研上升到一個(gè)新的層次。一些國家和部門重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室的科研項(xiàng)目，有很大比例圍繞著超短脈沖激光及其應(yīng)用。由于半導(dǎo)體激光器的增益帶寬很寬適于產(chǎn)生超短脈沖激光，且體積小、能耗低、壽命長(zhǎng)、價(jià)格低廉，操作控制簡(jiǎn)便，特別適用于軍用、工業(yè)、交通、醫(yī)學(xué)和科研應(yīng)用62。因此，研究如何從LD 獲得超短脈沖激光就一直受到人們的高度重視，超短脈沖激光器以其自身的優(yōu)點(diǎn)在激光領(lǐng)域里得到了廣泛的應(yīng)用。大電流超短脈沖半導(dǎo)體激光器可以直接作為儀器使用，它更可以作為系統(tǒng)的一個(gè)關(guān)鍵部件、一個(gè)激光光源。它將作為火花啟動(dòng)龐大的儀器

2、裝備制造業(yè)，因此研究如何從半導(dǎo)體激光器獲得大電流超短脈沖激光備受重視，也是我國亟待解決的科技問題。目前，美、德、日等國在脈沖驅(qū)動(dòng)源的發(fā)展走在了前列，已經(jīng)達(dá)到很高的水平，據(jù)文獻(xiàn)報(bào)道62,63，他們目前已能獲得電流達(dá)幾十安培甚至上百安培，脈沖寬度達(dá)到納秒，甚至皮秒級(jí)的半導(dǎo)體激光器驅(qū)動(dòng)電源，但該電源還處于實(shí)驗(yàn)階段，尚未商品化。一些半導(dǎo)體器件公司研制的LD 驅(qū)動(dòng)電源指標(biāo)也已經(jīng)很高，并且商品化。如專門生產(chǎn)小型化高速脈沖源著稱的AVTECH公司生產(chǎn)的型號(hào)為AVOZ-A1A-B 、 AV-1011-BDE 驅(qū)動(dòng)電源，其電流脈沖峰值可達(dá)2A,脈寬為100ns脈沖上升時(shí)間僅為10nS,重復(fù)頻率可達(dá)1MHz。并帶

3、有通用的接口總線，通用性強(qiáng)，可用于驅(qū)動(dòng)多種類型的半導(dǎo)體激光器。DEI 公司的PCO-7210驅(qū)動(dòng)電源脈寬小于50nS,重復(fù)頻率也達(dá)到1MHz,峰值電流為十幾安培，但這些產(chǎn)品價(jià)格昂貴，需要一到兩萬美金左右。在國內(nèi)，對(duì)于脈沖式驅(qū)動(dòng)電源的開發(fā)，大多用于光纖通信，其對(duì)輸出電流的要求很低，只有幾十毫安即可。由于半導(dǎo)體激光器的增益帶寬很寬，適于產(chǎn)生超短脈沖激光，且體積小、能耗低、壽命長(zhǎng)、價(jià)格低廉，操作控制簡(jiǎn)便，特別適用于軍用、工業(yè)、交通、醫(yī)學(xué)和科研應(yīng)用。因此，研究如何從LD 獲得超短脈沖激光就一直受到人們的高度重視，超短脈沖激光器以其自身的優(yōu)點(diǎn)在激光領(lǐng)域里得到了廣泛的應(yīng)用64,65。 本章通過分析比對(duì)，選

4、取快速開關(guān)器件VMOSFET 作為半導(dǎo)體激光器脈沖驅(qū)動(dòng)電路的核心元件，得到了大電流、窄脈沖輸出。本設(shè)計(jì)具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、小型化、低電壓供電、脈沖指標(biāo)易于調(diào)整等優(yōu)點(diǎn)。其主要設(shè)計(jì)指標(biāo)如下：1 .脈沖寬度最小為30nS且連續(xù)可調(diào)；2 .脈沖頻率在500Hz50KHz 連續(xù)可調(diào)；3 .最大輸出電流峰值為5A。1.2 超短脈沖驅(qū)動(dòng)電源的設(shè)計(jì)1.2.1 超短脈沖驅(qū)動(dòng)電源的整體設(shè)計(jì)一、脈沖驅(qū)動(dòng)電源的主要技術(shù)指標(biāo)從半導(dǎo)體激光器脈沖驅(qū)動(dòng)電源的發(fā)展趨勢(shì)來看，驅(qū)動(dòng)技術(shù)是向著重復(fù)頻率變高、功率輸出增大、響應(yīng)時(shí)間縮短，脈寬越來越窄的方向發(fā)展66。（ 1） 重復(fù)頻率。重復(fù)頻率是指電源向負(fù)載每秒中放電的次數(shù)，它是脈沖電源的一項(xiàng)

5、重要指標(biāo)。一般情況下，把每秒低于一次的電源叫低重復(fù)頻率電源；而把 每秒高于一次的電源叫高重復(fù)頻率電源，每秒高于一千次的叫超高重復(fù)頻率電 源。電源的重復(fù)頻率是根據(jù)激光器的要求而決定的。(2)輸出功率。輸出功率就是激光器電源傳送給負(fù)載的功率。 對(duì)脈沖式電源， 輸出給負(fù)載的單次能量是一項(xiàng)基本指標(biāo)。如果定義電源輸出的單次能量是 Jc,工 作頻率是f,輸出能量是Po,那么就有Po=Jc- f(3)占空比。占空比是指高電平在一個(gè)周期之內(nèi)所占的時(shí)間比率。它是在連續(xù)的脈沖信號(hào)頻率或周期不變的前提下定義的，用來衡量開關(guān)管導(dǎo)通或截至狀 況，在這個(gè)前提下，設(shè)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間為 To ,脈沖周期為T,則占空比為T o

6、 :T比如方波的占空比就是50%。(4) 一般在談到脈沖波型的時(shí)候都是把它當(dāng)作理想的矩形波來考慮的，而實(shí)際上出現(xiàn)的波形，由于是通過一系列傳輸電路來的，所以總會(huì)有一些頻段被丟失， 一股波形的棱角會(huì)變鈍。圖6.1給出了實(shí)際的脈沖波型，對(duì)波形一般采用如下定 義：圖1.1波形的要素 脈沖周期T：周期性重復(fù)的脈沖序列中，兩個(gè)相鄰脈沖的時(shí)間間隔； 上升時(shí)間tr：從脈沖前沿波形的10%到達(dá)90%的時(shí)間； 下降時(shí)間tf:從脈沖后沿波形的90%到達(dá)10%的時(shí)間； 上沖電壓Vover：脈沖前沿波形中瞬時(shí)超過最終脈沖振幅值的超越電 下沖電壓Vunder：脈沖后沿波形中瞬時(shí)低于低電平并返回的超越電壓； 脈沖寬度tw：

7、從脈沖前沿到達(dá)波形振幅的50%到脈沖后沿到達(dá)振幅的 50%位置的時(shí)間問隔； 占空比q：對(duì)于非理想脈沖，占空比定義為脈沖寬度與脈沖.周期的比值，即 q=tw/T; 延遲時(shí)間td:從輸入波形通過50%振幅的時(shí)刻，到波形的輸出波形通過 50%的時(shí)刻。二、設(shè)計(jì)的主要技術(shù)指標(biāo)半導(dǎo)體激光器工作于脈沖方式，驅(qū)動(dòng)電源輸出電流的幅頻率均要可調(diào)。針對(duì)實(shí)際要求，提出設(shè)計(jì)的半導(dǎo)體激光器脈源的指標(biāo)： 重復(fù)頻率滿足輸出脈沖在 500Hz到50KHz可調(diào)； 輸出脈沖電流為3A以上，屬于大電流輸出方式； 輸出電流脈寬較下且脈寬可調(diào)； 上升時(shí)間和下降時(shí)間在納秒量級(jí)； 由于脈寬較窄且頻率不高，屬于低占空比工作方式 外圍輔助電路保

8、證激光器正常工作。二、總體框圖設(shè)計(jì)在仔細(xì)分析了半導(dǎo)體激光器的工作原理、半導(dǎo)體激光器的特性和它在使用 過程中對(duì)驅(qū)動(dòng)電源提出的具體技術(shù)指標(biāo)后， 提出了脈沖式半導(dǎo)體激光器驅(qū) 動(dòng)電源主電路的設(shè)計(jì)方案如圖1.2所示。功率放大電 路產(chǎn)導(dǎo)體套器軸助電路圖1.2脈沖式半導(dǎo)體激光器驅(qū)動(dòng)電路框圖半導(dǎo)體激光器脈沖驅(qū)動(dòng)電源首先要產(chǎn)生一個(gè)超短電脈沖，用它來激勵(lì)下級(jí)功率放大模塊。由于電脈沖的頻率和脈寬直接影響到輸出脈沖的指標(biāo)，所以在兩者之間又設(shè)計(jì)了脈沖調(diào)理電路，它可以實(shí)現(xiàn)窄脈寬且頻率在指標(biāo)范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，同時(shí)將脈沖信號(hào)進(jìn)一步窄化。通過功率放大電路對(duì)前級(jí)產(chǎn)生的超短電脈沖進(jìn) 行放大，從而驅(qū)動(dòng)半導(dǎo)體激光器。輔助電路除了用單片機(jī)

9、測(cè)頻外，還設(shè)計(jì)了防沖 擊保護(hù)和短路保護(hù)電路67,68。1.2.2超短電脈沖單元電路的設(shè)計(jì)一、脈沖發(fā)生電路的設(shè)計(jì)脈沖發(fā)生電路一般由兩部分組成：一部分是開關(guān)電路，另一部分是惰性電 路。晶體管、邏輯門和555定時(shí)器都具有開關(guān)特性，它們可以構(gòu)成脈沖電路中的 開關(guān)電路；電容和電感是惰性元件，它們和電阻可以構(gòu)成脈沖電路中RC、LC和RLC惰性電路69,70。惰性電路選擇用電容和電阻構(gòu)成的 RC電路，因此，RC電路的充放電特性是影 響脈沖波形參數(shù)的重要因素。圖1.3給出了 RC充放電示意圖，當(dāng)開關(guān)位置由1 變?yōu)?時(shí)，電容C開始經(jīng)電阻R充電，使電容上的電壓 V c以指數(shù)規(guī)律上升， 如圖1.4所示。q圖1.4

10、RC電路充電特性圖1.3 RC充放電示意圖由圖1.3可得：Vc(t)= Vc(°°)+ Vc (0+) Vc (oo)e-t/E式中，Vc(8)為電容電壓的穩(wěn)態(tài)值，在充電過程中Vc(8)=E (電源電壓)：Vc(0+) 為電容電壓的初始值，在充電過程中 Vc(0+)=0V; p為充放電回路的時(shí)間常數(shù)， 在本電路中r =RCo在脈沖電路中，一般分析 RC充、放電過程的某一階段的電 壓變化的幅度，或者時(shí)間。下面以圖 6.4為例，介紹電容電壓 Vc(t)從Vc (ti)到 Vc (t2)的階段變化過程。為了方便分析把Vc (ti)看作是電容充電的初始時(shí)刻Vc(0+),把Vc (t

11、2)看作是電容充電的轉(zhuǎn)折值而ti時(shí)刻到t2時(shí)刻經(jīng)歷的時(shí)間為two 在脈沖電路中，如果知道電容電壓的穩(wěn)態(tài)值Vc(oo)初始值為Vc(0+)和時(shí)間常數(shù)T ,就可以從式1.2推導(dǎo)出RC充、放電過程的電壓變化幅度，或者充、放電過 程經(jīng)歷的時(shí)間。例如：已知電容電壓變化幅度Vc (tw)則tw為：西)-叩"(1.3)一般外加電壓加上秒后，跨于電容兩端的電壓為外加電壓的 63%,在經(jīng)歷5P 秒后，認(rèn)為電容器基本充滿。脈沖電路的另一部分就是開關(guān)電路。555定時(shí)器是一種多用途的數(shù)字一一模擬混合集成電路，具有使用簡(jiǎn)便、靈活的特點(diǎn)，且應(yīng)用 廣泛，性能穩(wěn)定71 o只要在其外部配上幾個(gè)適當(dāng)?shù)淖枞菰?，就可以?/p>

12、方便的 構(gòu)成脈沖產(chǎn)生和變化電路。圖1.5為利用555定時(shí)器連接的多諧振蕩電路，可知 該電路的定時(shí)元件是R1、R2和C。其工作過程如下：當(dāng)電容C放電時(shí)，電壓由 2/3Vcc按指數(shù)規(guī)律下降，此時(shí) Q=1, T1導(dǎo)通且飽和，電容C通過回路C-R2 一放電，d=R2c (忽略了 T1管飽和電阻)當(dāng)電容充電時(shí)，C上的電壓由1/ 3Vcc指數(shù)規(guī)律上升，電容器在充電，此時(shí) Q=0, T1截止，C通過回路Vcc-R1 一 R2一C 充電，T 2= (R1 + R2)C.Rivcc55521ZZZ Cn 0.0 1lF圖1.5 555定時(shí)器構(gòu)成的多諧振蕩器根據(jù)式6.3求出脈寬tw和脈沖周期ToI.1 I y -

13、x' In占空比:Vcc 二0/7因+%)(7 r i x 1 n0 7(& +?&)(?T = J + ivl =。+ g x Ln一匕3）-以01 一曰8）-匕）(6,4)(6 5)。=% + % Y 凡 + 1R,(6.6)、脈沖梳理電路的設(shè)計(jì)由555定時(shí)器組成的多諧振蕩器輸出的矩形波，脈寬較寬且上升時(shí)間下降時(shí)間較 長(zhǎng)，為了能使下一級(jí)功率放大電路有高質(zhì)量的脈沖產(chǎn)生，必須要加入整形電路。 對(duì)于數(shù)字系統(tǒng)中的整形常常采用單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器，它具有以下特點(diǎn)：輸出只有一個(gè) 穩(wěn)態(tài)，當(dāng)由外觸發(fā)脈沖作用時(shí)它能從穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)到暫穩(wěn)態(tài)，但在暫穩(wěn)態(tài)維持一段時(shí)間后，能自動(dòng)返回穩(wěn)態(tài)，此暫態(tài)維持時(shí)間的長(zhǎng)

14、短僅取決于電路本身的參數(shù)，而與外觸發(fā)脈沖信號(hào)的寬度無關(guān)。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器可以由分立元件構(gòu)成，也可以由集成電路構(gòu)成。TTL或CMOS集成單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器產(chǎn)品只需外接少量定時(shí)元件即可，電路設(shè)置了上升沿和下降沿兩 種觸發(fā)方式，并有互補(bǔ)的輸出端 Q （輸出正脈沖）和Q （輸出負(fù)脈沖），此外還 設(shè)置了清零端，使用極為方便。由于電路集成在一片芯片上并采取溫度補(bǔ)償措施， 因此穩(wěn)定性較好72。設(shè)計(jì)選用了 SN74123芯片構(gòu)成單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器，其正、負(fù)邊 沿均能觸發(fā)工作，典型的傳輸延遲時(shí)間為20nS左右，邊沿時(shí)間為15nS。SN74123 為5V供電、16管腳的單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。由它組成的脈沖整形電路如圖1.6所示。Vh

15、PtMt圖1.6 SN74123構(gòu)成的單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)電路SN74123輸出脈沖寬度由外接電阻 R和電容C決定。當(dāng)C< 1000pF時(shí)，輸出脈沖寬度為twt=0.7RC(1.(7)當(dāng)C>1000pF時(shí)，輸出脈沖寬度為twt=0.45RC(1.(8)式中：R單位為K?, C單位為pF, tw單位為nS。通常R取值在2-30K?之間， C的數(shù)值取在10pF-10p F之間，得到的tw的取值范圍可達(dá)到20nS-200mS,實(shí) 現(xiàn)了輸出脈寬可調(diào)的特性。經(jīng)過一級(jí)由SN74123組成的脈沖整形電路，可以得到一個(gè)脈寬較短的觸發(fā)脈沖了，其脈沖寬度已經(jīng)初步達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。三、超短電脈沖單元電路的整體設(shè)計(jì)由

16、脈沖產(chǎn)生電路和脈沖梳理電路組成的超短電脈沖單元電路如圖1.7所示。由555定時(shí)器產(chǎn)生的是一個(gè)頻率可調(diào)的脈沖序列， 經(jīng)過SN74123整形輸出脈寬相當(dāng) 窄的電壓脈沖。如下圖所示。MtCRCCDMSHMJWWA圖1.7觸發(fā)脈沖產(chǎn)生電路由于設(shè)計(jì)指標(biāo)要求輸出頻率在500Hz50KHz連續(xù)可調(diào)，相當(dāng)于輸出信號(hào)的 周期為2mS20仙S,由式6.5可知，信號(hào)周期與充電回路及放電回路有關(guān)。連接 555時(shí)，在原有典型電路的基礎(chǔ)上，加入了二圖1.7觸發(fā)脈沖產(chǎn)生電路極管D1,減小了充電時(shí)間，使得充電回路由Vcc-Ri-Di一Ci一地組成，而放電回路由Ci - R2-Ti地組成(T1是555內(nèi)部晶體管)，使得充電回路

17、與放電回路徹底分開。 根據(jù)式I.3得到輸出波形的周期和頻率分別為：T = A + 4 = &C In+ （冬+&JCJii« 0.693（A +及+&）Ci（i.9）,1.443J =不二依;+ & + ("(I.IO)設(shè)計(jì)對(duì)脈沖寬度的要求為納秒數(shù)量級(jí)，所以 SN74I23的外接電容要比較小，一般為幾十皮法，對(duì)其脈寬理論值的計(jì)算應(yīng)該采用式I.8,值為：一""'(i.ii)由以上的分析可知，調(diào)節(jié)R2可改變輸出脈沖的頻率，調(diào)節(jié) R4可改變輸出 脈沖的脈寬。適當(dāng)?shù)倪x取 R2 R4可改變輸出脈沖的脈寬。適當(dāng)?shù)倪x取。 四、參

18、數(shù)的誤差分析這里需要說明的是由于 555內(nèi)部放電管被視為理想狀態(tài)，忽略了其內(nèi)阻rCESi,將造成理論值與實(shí)際值存在差距。若考慮內(nèi)阻，式I.9將修改成；T* = 0,693(典 + R、+ 4)(1.12)放電管內(nèi)阻的大小與其導(dǎo)通狀態(tài)有直接的關(guān)系，電路中取 Ri為2K?時(shí)，若Ti 處于淺飽和或者臨界飽和，其內(nèi)阻將不再是幾十歐姆，甚至達(dá)到上千歐，如果取 R3 =3.3KQ,令rcesi=1K?當(dāng)可變電阻R2完全不接入時(shí)，誤差將達(dá)到：13 9%2 + 3 3(1.13)可見其影響之大。多諧振蕩器在輸出低電平時(shí)，由于 R1阻值不同，導(dǎo)致放電管 T1的飽和程度不同，進(jìn)而影響了 T1的電阻rcES1的大小

19、，使得周期的測(cè)量值與理 論值有較大誤差；因此，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，要注意 R1的取值大小，使T1達(dá)到一定 的飽和程度。若對(duì)應(yīng)一定頻段的輸出，選取適當(dāng)R1可以減小誤差，但由于本電路輸出頻率范圍較大，對(duì)電阻的選擇造成了一定的困難。為了保證能夠得到適當(dāng) 頻段的波形輸出，在電路中加入了二極管 D2。D2的加入使原本電容放電到1/ 3Vcc才能使輸出翻轉(zhuǎn)，變?yōu)榉烹姷?/3Vcc加上管子的壓降就能夠翻轉(zhuǎn)，這也 就意味著電路放電時(shí)間變短，輸出信號(hào)的周期變小，頻率增大減小了放電管電阻rcES1帶來的使頻率減小的影響。雖然此方法并未從根本上解決誤 差產(chǎn)生的問題，但保證了能夠得到需要的輸出頻率。對(duì)于SN74123芯片，

20、其脈寬理論值是在忽略了延遲時(shí)間的基礎(chǔ)上得出的。 實(shí)際上由于電路采用 A做信號(hào)輸入、Q做輸出，是下降沿觸發(fā)的形式，要在原 有的形式上加入A到Q的傳輸延遲時(shí)間，所以，其輸出脈寬應(yīng)為：(1.14)一般tpHL為十幾納秒，可見電路圖1.7產(chǎn)生的觸發(fā)脈沖寬度至少為十幾納秒，如 果脈寬要求在1納秒以下就要考慮別的產(chǎn)生方法了。但本身設(shè)計(jì)要求脈寬為幾十 納秒，SN74123完全能夠達(dá)到要求。止匕外，電源電壓和外界溫度對(duì)脈寬也有一定 的影響，當(dāng)Crex=10K? , CExc=1nF時(shí)，脈寬相對(duì)于Vcc和溫度T的關(guān)系如圖1.8、 1.9所小。圖1.8輸出脈寬與電源電壓關(guān)系圖圖1.9輸出脈寬與環(huán)境溫度關(guān)系圖1.2

21、.3 VMOS場(chǎng)效應(yīng)管功率放大電路的設(shè)計(jì)窄脈沖產(chǎn)生之后，要通過功率放大電路產(chǎn)生大電流輸出，功率放大電路的性能直接影響著光源的性能，是整個(gè)系統(tǒng)的核心。設(shè)計(jì)適宜的激光器驅(qū)動(dòng)電路，獲得理想和符合標(biāo)準(zhǔn)的脈沖波型，是合理使用激光器件，充分發(fā)揮其性能潛力，提高工作效率，改善激光系統(tǒng)性能的一個(gè)重要方面73。1、 傳統(tǒng)脈沖功率放大電路通常使用單個(gè)開關(guān)器件（晶閘管、雪崩晶體管、MOS 場(chǎng)效應(yīng)管、階躍二極管等） 或者他們的組合來控制輸出。通過實(shí)驗(yàn)對(duì)比，三種脈沖輸出典型電路都不是最佳方案，原因如下：（ 1）快速晶閘管開關(guān)電路，雖然可以產(chǎn)生比較大的電流脈沖，但由于脈沖寬度是由其放電速度和儲(chǔ)能電容決定，要使脈沖寬度可調(diào)

22、就成為難點(diǎn)，另外，晶閘管需要高壓供電，給小型化帶來困難。（ 2）雪崩晶體管電路，上一節(jié)作了詳細(xì)的分析，它也可以作為大電流輸出電路， 但雪崩晶體管需要很大的驅(qū)動(dòng)電壓，其儲(chǔ)能電容也要高壓充電，而本論文設(shè)計(jì)的是弱電系統(tǒng)，在若電壓信號(hào)旁加一個(gè)強(qiáng)電壓顯然是不合理的。（ 3）高頻功率晶體管電路，只適用于小電流窄脈沖的應(yīng)用范圍。能提供大電流的晶體管，在開關(guān)速度方面均達(dá)不到要求，所以， 在大電流脈沖發(fā)生器的設(shè)計(jì)中不能使用此類電路。2、 VMOS 場(chǎng)效應(yīng)管特性分析與經(jīng)典電路相比，VMOS 場(chǎng)效應(yīng)管也是一種比較理想的開關(guān)器件，通過它的閉合、導(dǎo)通使負(fù)載與直流電源瞬時(shí)接通也能形成很好的電流脈沖。VMOS場(chǎng)效應(yīng)管（VM

23、OSFET）簡(jiǎn)稱VMOS管或功率場(chǎng)效應(yīng)管，其全稱為 V型槽MOS場(chǎng)效應(yīng)管。是具有電子管和晶體管兩者優(yōu)點(diǎn)的電壓控制型半導(dǎo)體器件74。它具有以下優(yōu)點(diǎn)： 高輸入阻抗，低驅(qū)動(dòng)電流。作為電壓控制器件，VMOS管具有很高的輸入阻抗，其驅(qū)動(dòng)電流一般為100nA 數(shù)量級(jí)，輸出電流可達(dá)數(shù)安培甚至數(shù)十安培，直流放大系數(shù)高達(dá)108109而雙極型晶體管要達(dá)到數(shù)十安的輸出電流，往往需要數(shù)百毫安甚至上千毫安的基極驅(qū)動(dòng)電流。 開關(guān)速度快，高頻性能好。VMOS場(chǎng)效應(yīng)管和其它場(chǎng)效應(yīng)管一樣是依靠多數(shù)載流子導(dǎo)電的多子器件，沒有少子存儲(chǔ)延遲時(shí)間效應(yīng)。VMOS 的載流子是由電場(chǎng)控制的，開關(guān)時(shí)間基本上決定于寄生電容和寄生電感。所以，VM

24、OS器件的開關(guān)速度比雙極型功率器件快得多。一般低壓VMOS 功率器件的開關(guān)時(shí)間為10nS數(shù)量級(jí)，高壓VMOS器件的開關(guān)時(shí)間為100ns數(shù)量級(jí)。 開關(guān)速度快，高頻性能好。VMOS場(chǎng)效應(yīng)管和其它場(chǎng)效應(yīng)管一樣是依靠多數(shù)載流子導(dǎo)電的多子器件，沒有少子存儲(chǔ)延遲時(shí)間效應(yīng)。VMOS 的載流子是由電場(chǎng)控制的，開關(guān)時(shí)間基本上決定于寄生電容和寄生電感。所以，VMOS器件的開關(guān)速度比雙極型功率器件快得多。一般低壓VMOS 功率器件的開關(guān)時(shí)間為10nS數(shù)量級(jí)，高壓VMOS器件的開關(guān)時(shí)間為100ns數(shù)量級(jí)。 安全工作區(qū)域大。由于VMOS功率晶體管不存在局部熱點(diǎn)和電流集中的問題，只要合理的設(shè)計(jì)，就可以從根本上避免二次擊穿

25、。由于VMOS 器件具有以上優(yōu)點(diǎn)，所以它構(gòu)成的電路相對(duì)于雙極型晶體管電路，具有設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、系統(tǒng)體積小、有自動(dòng)溫度補(bǔ)償保護(hù)能力等優(yōu)點(diǎn)。工作在飽和區(qū)的VMOS 器件的等效電路是由一個(gè)線形電流源和三個(gè)電容器組成，如圖1.10所示。D F10)R出1圖1.10 VMOS晶體管的等效電路圖 其中線性電流源的電流為：(1.15)圖1.10中電容Cgd是柵漏寄生電容，Cgs是柵源寄生電容，Cds是漏源寄生 電容，Rds表示漏源導(dǎo)通電阻，gfs是正向飽和區(qū)跨導(dǎo)，Vgs是柵漏電壓。在VMOS 管導(dǎo)通期間，漏源之間的導(dǎo)通電阻很小，一般為幾歐姆；在關(guān)斷期間，漏源之間 相當(dāng)于電容。對(duì)于工作電流為數(shù)安培的器件來說，這些電

26、容的容量都不會(huì)超過 100pF。若不考慮它們的影響，僅用一個(gè)線性電流源就能近似地等效 VMOS器件， 它相當(dāng)于一個(gè)電壓控制電流源。如上所述，通過VMOS管的電流就等于跨導(dǎo)gfs和柵源電壓VGS的乘積。一般來說，對(duì)于2A的VMOS器件，其跨導(dǎo)的典型值 是250M?。因此，輸入電壓每變化1V時(shí)，漏極電流Id將變化250mA。圖1.11 VMOSFET實(shí)際工作波形示意圖VMOS的開關(guān)速度對(duì)電路至關(guān)重要。在圖 1.11中，從t0至1J t1時(shí)刻，Vgs 從0開始逐漸升高，這階段稱為功率MOSFET的導(dǎo)通延遲時(shí)間。到力時(shí),Vgs達(dá)到 VGS(th),這時(shí)Vds開始下降。從t1到t2,隨著Vgs的逐漸上升

27、，Vds明顯下降，期 間柵極驅(qū)動(dòng)電源主要對(duì) Cgs充電。t2到t3主要是驅(qū)動(dòng)電源對(duì)Cgd充電，由于Cgd 是個(gè)非線性電容，具值很大，故 Vgs基本保不變，而Vds迅速下降，接近通態(tài)壓 降。t3到t4, Vgs繼續(xù)上升至驅(qū)動(dòng)電源電壓，Vds只略有下降，此階段為超電量階 段，t1到t4叫做上升時(shí)間。從t5開始，是MOSFET管的關(guān)斷過程，此過程是輸入 電容的放電過程，基本上與導(dǎo)通時(shí)的情況相逆75 o根據(jù)以上的分析，為了提高 MOSFET管的驅(qū)動(dòng)速度，對(duì)脈沖驅(qū)動(dòng)電路的 要求如下： 能夠提供足夠大的驅(qū)動(dòng)電流，即驅(qū)動(dòng)電路的充電電阻要充分小，以縮 短導(dǎo)通時(shí)間； 具有足夠的泄流能力，即放電電阻要充分小，以提

28、高其關(guān)斷速度； 適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)電源電壓，若驅(qū)動(dòng)電源電壓取得低，可縮短超電量時(shí)間， 但若太低，會(huì)使漏源壓降增大，引起管子功耗增大。應(yīng)用于高速場(chǎng)合時(shí)，驅(qū)動(dòng)電 源電壓一般取15V以上比較合適。參照?qǐng)D1.11,設(shè)輸入電壓Vi為階躍信號(hào)，輸入電阻為Ri可得出如下方程：(1.(16)(1.(17)dtdi(1.(18)(1.(19)(1.(20)號(hào)= &/；1%為£啟二八-&(C交+ C照+即出工' ,華-鳥C"d%(1.(21)式中：l0=gfsVi式1.17是一個(gè)常系數(shù)二階奇次線性微分方程，其特征方程的根如下式：=-.I二C於必知,。"七通/(1.(2

29、2)其中 . . - 1 - -如果式6.22中根號(hào)內(nèi)的值為零，則微分方程有式 非零，微分方程有式1.25的解。在這兩種形式中均含有in = A + (B + Ct)e7T a =A + Ber,t +Cte式中：A、B和C為由邊界條件決定的常數(shù)。從式1.22中可以看到，特征根中有一個(gè)完全由(1.23)1.24的解，若根號(hào)內(nèi)為 ert因子,(1.24)(1.25)MOS管參數(shù)及RL決定的負(fù)實(shí)數(shù)，由此決定了 ert是一個(gè)衰減因子。R絕對(duì)值越大，衰減越快，電路的 開關(guān)速度越快，此負(fù)數(shù)實(shí)際上決定了電路無振蕩時(shí)的極限開關(guān)速度。式 1.22中 根號(hào)內(nèi)的值為正實(shí)數(shù)時(shí)，門、2為兩個(gè)不相等實(shí)數(shù)，電路處于過阻尼

30、狀態(tài)，開關(guān)速 度慢于極限值。當(dāng)根號(hào)內(nèi)的值為負(fù)實(shí)數(shù)時(shí)，門、2為兩個(gè)共腕復(fù)數(shù)，電路處于欠阻 尼狀態(tài)，此時(shí)開關(guān)速度局于無振蕩時(shí)的極限速度，但在 Di脈沖的上升沿或下降 沿將伴隨著衰減振蕩。因此，驅(qū)動(dòng)電路的內(nèi)阻影響開關(guān)電路的阻尼狀態(tài)。 在實(shí)際 應(yīng)用中，應(yīng)根據(jù)需要，合理地設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路的內(nèi)阻，使電路處于適當(dāng)?shù)淖枘釥顟B(tài)。綜上所述，作為性能優(yōu)良的 VMOS開關(guān)來說，最重要的一點(diǎn)是保證器 件處于可變電阻區(qū)內(nèi)。盡管這一要求與 VMOSFET的負(fù)載電阻和輸出電流等因 素有關(guān)，但是，決定因素是柵極輸入信號(hào)源的阻抗。 柵極驅(qū)動(dòng)積分電路的時(shí)間常 數(shù)p愈小，柵極得到的驅(qū)動(dòng)信號(hào)就愈接近矩形， 開關(guān)狀態(tài)的轉(zhuǎn)換就愈迅速。對(duì)于 確

31、定的VMOS器件來說，輸入電容是確定的，因此，信號(hào)源的內(nèi)阻愈小，開關(guān) 電路的開關(guān)速度就愈快，性能就愈好。二、VMOS場(chǎng)效應(yīng)管功率放大電路的設(shè)計(jì)前一級(jí)輸出的僅是窄脈寬電壓脈沖，真正對(duì)激光器起激勵(lì)作用的是輸出電 流，而單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的輸出達(dá)不到設(shè)計(jì)要求，所以利用VMOSFET來實(shí)現(xiàn)功率放大76,77。VMOSFET的驅(qū)動(dòng)采用圖騰柱式結(jié)構(gòu)，具體電路見圖 i.i2所示。圖1.12圖速大電流產(chǎn)生電路從電路圖中可以看出Mi的源極電壓始終等于電源電壓+12V, M2的源極 接地，其電壓始終為0V。當(dāng)輸入Vin為高電平時(shí)，Ti截止、T2飽和導(dǎo)通，此時(shí) Mi的柵極通過由R6、Di及T2組成的回路放電，M2的柵極通過由D3、R5、Di、 T2組成的回路放電，當(dāng)Mi、M2的柵極電壓減小到一定程度時(shí)，M2關(guān)斷，Mi導(dǎo) 通，輸出高電平；反之，當(dāng)輸入 Vin為低電平時(shí)，Ti飽和導(dǎo)通、T2截止，止匕時(shí)， Mi的柵極通過由Ti、R4及D2組成的回路充電，