BEST-低頻函數(shù)信號發(fā)生器的設計

1、 低頻函數(shù)信號發(fā)生器的設計一、設計任務設計一個低頻函數(shù)信號發(fā)生器。二、 設計要求1.同時輸出三種波形：方波、三角波、正弦波 2.頻率范圍：10 Hz 10 kHz； 3.頻率穩(wěn)定度：；4.頻率控制方式：（a）通過改變RC時間常數(shù)控制頻率（手控方式）； （b）通過改變控制電壓U1實現(xiàn)壓控頻率（即VCF），常用于自控方式。即（U1=110V），為確保良好的控制特性，可分三段控制： 10 Hz 100 Hz 100 Hz 1 kHz 1 kHz 10 kHz5.波形精度： 方波 上升時間和下降時間均應小于2【如圖8-1 (a)】； 三角波 線性度：【如圖8-1 (b)】； 正弦波 諧波失真度：/U1

2、<2%（U1為基波有效值，Ui為各次諧波有效值）。 6.輸出方式： （a）作電壓源輸出時，要求： 輸出電壓幅度連續(xù)可調(diào)，最大輸出電壓（峰峰值）不小于20V； 當RL=1001K時，輸出電壓相對變化率 (即要求)。 （b）作電流源輸出時，要求： 輸出電流連續(xù)可調(diào)，最大輸出電流（峰峰值）不小于200 am； 當RL=090時，輸出電流相對變化率(即要求)。 （c）作功率輸出時，要求最大輸出功率（RL=50時）。 7.具有輸出過載保護功能 當因RL過小而使IO > 400 mA (峰-峰值)時，輸出三極管自動限流，以免損壞電路元器件。 8.采用數(shù)字頻率顯示方式。圖8-1 方波、三角波的技

3、術指標三、方案討論 根據(jù)實驗任務的要求，對信號產(chǎn)生部分，一般可采用多種實現(xiàn)方案：如模擬電路實現(xiàn)方案、數(shù)字電路實現(xiàn)方案、模數(shù)結(jié)合的實現(xiàn)方案等。 數(shù)字電路的實現(xiàn)方案，一般可事先在存儲器里存儲好函數(shù)信號波形，再用D/A轉(zhuǎn)換器進行逐點恢復。這種方案的波形精度主要取決于函數(shù)信號波形的存儲點數(shù)、D/A轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換速度、以及整個電路的時序處理等。其信號頻率的高低，是通過改變D/A轉(zhuǎn)換器輸入數(shù)字量的速率來實現(xiàn)的。這種方案在信號頻率較低時，具有較好的波形質(zhì)量。隨著信號頻率的提高，需要提高數(shù)字量輸入的速率，或減少波形點數(shù)。波形點數(shù)的減少，將直接影響函數(shù)信號波形的質(zhì)量，而數(shù)字量輸入速率的提高也是有限的。因此，該方案

4、比較適合低頻信號，而較難產(chǎn)生高頻（如>1MHz）信號。 模數(shù)結(jié)合的實現(xiàn)方案，一般是用模擬電路產(chǎn)生函數(shù)信號波形，而用數(shù)字方式改變信號的頻率和幅度。如采用D/A轉(zhuǎn)換器與壓控電路改變信號的頻率，用數(shù)控放大器或數(shù)控衰減器改變信號的幅度等，是一種常見的電路方式。 模擬電路的實現(xiàn)方案，是指全部采用模擬電路的方式，以實現(xiàn)信號產(chǎn)生電路的所有功能。由于教學安排及課程進度的限制，本實驗的信號產(chǎn)生電路，推薦采用全模擬電路的實現(xiàn)方案。 對于信號產(chǎn)生電路的模擬電路實現(xiàn)方案，也有幾種電路方式可供選擇。如用正弦波發(fā)生器產(chǎn)生正弦波信號，然后用過零比較器產(chǎn)生方波，再經(jīng)過積分電路產(chǎn)生三角波，電路框圖如圖8-2所示。這種電路

5、結(jié)構(gòu)簡單，并具有良好的正弦波和方波信號。但要通過積分器電路產(chǎn)生同步的三角波信號，存在較大的難度。原因是積分電路的積分時間常數(shù)通常是不變的，而隨著方波信號頻率的改變，積分電路輸出的三角波幅度將同時改變。若要保持三角波輸出幅度不變，則必須同時改變積分時間常數(shù)的大小，要實現(xiàn)這種同時改變電路參數(shù)的要求，實際上是非常困難的。 另一種電路方式是，由三角波、方波發(fā)生器產(chǎn)生三角波和方波信號，然后通過函數(shù)轉(zhuǎn)換電路，將三角波信號轉(zhuǎn)換成正弦波信號，電路框圖如圖8-3所示。這種電路在一定的頻率范圍內(nèi)，具有良好的三角波和方波信號。而正弦波信號的波形質(zhì)量，與函數(shù)轉(zhuǎn)換電路的形式有關，這將在后面的單元電路分析中詳細介紹。該電

6、路方式是本實驗信號產(chǎn)生部分的推薦方案。 根據(jù)實驗任務中對輸出電壓、輸出電流及輸出功率的要求，原則上在輸出級只需采用不同的負反饋方式便可。即要求電壓輸出時，采用電壓負反饋；要求電流輸出時，采用電流負反饋。這也將在單元電路分析中進行詳細介紹。由所選方案及組成電路的形式，可以初步分析該實驗在實現(xiàn)上述技術指標時的關鍵和困難之處。由于三角波的線性度、正弦波信號的諧波失真度都需要專用測試設備進行檢測，在學生實驗室一般不具備這樣的條件。因此，在實驗的設計、制作及測試過程中，應該重視對它們的分析和理解，以便了解影響這些技術指標參數(shù)的電路形式、組成電路的元器件、改善和提高這些技術指標的方法和措施。對于方波信號的

7、上升時間和下降時間，則可用實驗室中的示波器進行檢測，該項技術指標也是本實驗的一項重要和關鍵的參數(shù)。因此，在設計三角波、方波發(fā)生器和輸出放大電路時，要特別注意與該指標有關參數(shù)的選取。圖8-2模擬電路實現(xiàn)方案1圖8-3模擬電路實現(xiàn)方案2四、單元電路分析1.三角波、方波發(fā)生器（1）比較器RC電路由運算放大器A、R0、R1、R2、DZ1和DZ1組成的滯回比較器與RC電路組成的三角波、方波發(fā)生器電路如圖8-4所示。其輸出電壓Uo和電容器C上的電壓Uc如圖8-5所示。圖8-4比較器RC電路 圖8-5比較器RC電路波形 由波形圖可以看出，在比較器沒有翻轉(zhuǎn)之前，Uo為一常數(shù)（如）。Uo通過R對C充電，Uc由逐

8、漸上升，隨著Uc的增大，R兩端的電壓將逐漸下降，故充電電流ic也將不斷減小，使Uc上升速度減慢，從而使Uc形成了典型的RC電路的充放電波形（按指數(shù)規(guī)律變化）。這樣的Uc由于線性度非常差，顯然不能當作三角波使用。改進Uc線性度的有效方法，是在充放電過程中保持ic的恒定，即對電容C恒流充放電。使恒定的辦法有多種，其實質(zhì)都是利用BJT或FET的恒流特性，再引入電流負反饋而形成的恒流源電路。 圖8-6 (a)、(b)、(c)是三種恒流源電路，只要把其中的某個電路取代圖8-4中的R，便可獲得較為理想的三角波波形。各個恒流源電路的恒流原理請讀者自行分析，這里不再討論。圖8-6三種恒流源電路（2）比較器積分

9、器 由積分器A1與滯回比較器A2等組成的三角波、方波發(fā)生器電路如圖8-7所示。在一般使用情況下，UÅ1和U2都接地。只有在方波的占空比不為50%，或三角波的正負幅度不對稱時，可通過改變UÅ1和U2的大小和方向加以調(diào)整。圖8-7三角波、方波發(fā)生器 圖8-7所示的三角波、方波發(fā)生器電路，在UÅ1和U2都接地時的波形如圖8-8所示。 對稱調(diào)節(jié)點UÅ1和零位調(diào)節(jié)點U2電壓調(diào)整原理如下： 對稱調(diào)節(jié)點UÅ1 圖8-8三角波、方波發(fā)生器波形穩(wěn)態(tài)時，Uoi波形可表示成：當時，；而當時，故有 當時，；而當時，故有 所以，當時，波形的占空比為50%。 當V

10、7;1 >0時，T1 >T2 ；VÅ1<0時，T1 <T2 ，波形的占空比不為50%，波形出現(xiàn)不對稱。所以，由于失調(diào)等原因引起波形不對稱時，可通過改變UÅ1的大小進行調(diào)整。 零位調(diào)節(jié)點V2 運算放大器A2同相輸入端的電壓，是由Uo1和Uo2疊加而成，即有： 當=U2時，A2翻轉(zhuǎn)。故A2翻轉(zhuǎn)時Uo1的電壓為： 當U2 = 0時，三角波上下幅度對稱，上幅度為，下幅度為，三角波的峰峰值為。 當U2 0時，若U2 > 0，則三角波上移；若U2 < 0，則三角波下移。其上幅度為，下幅度為，而三角波的峰峰值仍然為不變。 由上可知當?shù)谋戎嫡{(diào)好后，三角波

11、的峰峰值已經(jīng)確定，調(diào)節(jié)U2的大小可使三角波上下平移。因此，當由于失調(diào)等原因引起三角波零位偏移（上下不對稱）時，可通過改變V2的大小進行調(diào)整。2.正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路 函數(shù)轉(zhuǎn)換是指把某種函數(shù)關系轉(zhuǎn)換成另一種函數(shù)關系，能完成這種轉(zhuǎn)換功能的電子電路就稱函數(shù)轉(zhuǎn)換電路。如常用的函數(shù)轉(zhuǎn)換電路，半波、全波整流電路，就是把正弦波形轉(zhuǎn)換成半波和全波波形的函數(shù)轉(zhuǎn)換電路。本實驗需要討論的是，把三角電壓波形轉(zhuǎn)換成正弦電壓波形的正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路。 從轉(zhuǎn)換原理分析，有多種方法能完成這一轉(zhuǎn)換功能，常用的有濾波法、運算法和折線法等。濾波法的轉(zhuǎn)換原理是，把峰值為Um的三角波用傅里葉級數(shù)展開：由上式可以看出，若三角波的頻率變化范圍不

12、大，則可用低通濾波器濾去高次諧波，保留基波成份，正弦波與三角波之間具有固定的幅度關系。但若三角波的頻率變化范圍較大（如本實驗的頻率變化范圍是1000倍）， 要設計一個對截止頻率具有跟蹤功能的低通濾波器就相當困難、不易實現(xiàn)。因此，濾波法只適用于頻率變化范圍很小，最好是固定頻率的應用場合。 運算法的轉(zhuǎn)換原理是，把展開成冪級數(shù)形式： 由上述關系容易看出，取冪級數(shù)的前幾項（根據(jù)轉(zhuǎn)換精度的要求），可以通過對線性（三角波）變化量的運算來近似表示成，但要求三角波的幅度。運算轉(zhuǎn)換法由于運算復雜，用電子電路較難實現(xiàn)。 折線法是一種使用最為普遍、實現(xiàn)也較簡單的正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換方法。折線法的轉(zhuǎn)換原理是，根據(jù)輸入三角波的

13、電壓幅度，不斷改變函數(shù)轉(zhuǎn)換電路的傳輸比率，也就是用多段折線組成的電壓傳輸特性，實現(xiàn)三角函數(shù)到正弦函數(shù)的逼近，或者是把三角電壓波形通過正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路的逐段校正，輸出近似的正弦電壓波形。由于電子器件（如半導體二極管等）特性的非理想性，使各段折線的交界處產(chǎn)生了鈍化效果。因此，用折線法實現(xiàn)的正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路，實際效果往往要優(yōu)于理論分析結(jié)果。 用折線法實現(xiàn)正弦函數(shù)的轉(zhuǎn)換，可采用無源和有源轉(zhuǎn)換電路形式。無源正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路，是指僅使用二極管和電阻等組成的轉(zhuǎn)換電路。根據(jù)輸入三角波電壓的幅度，不斷增加（或減少）二極管通路以改變轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡的衰減比，輸出近似的正弦電壓波形。 有源正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路，轉(zhuǎn)換電路除二極管

14、、電阻網(wǎng)絡外，還包括放大環(huán)節(jié)。也是根據(jù)輸入三角波電壓的幅度，不斷增加（或減少）網(wǎng)絡通路以改變轉(zhuǎn)換電路的放大倍數(shù)，輸出近似的正弦電壓波形。因此，無論是無源還是有源轉(zhuǎn)換電路，其轉(zhuǎn)換原理都是類同的。在此，僅以兩種形式的有源正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路為例，進行較為詳細的介紹和分析。有源正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路的轉(zhuǎn)換原理如圖8-9所示。圖8-9中，在T/2時間內(nèi)均勻地設置了六個斷點，以作為七段逼近或校正，每段按時間均勻分布為T/14。 若設正弦波在過零點處的斜率與三角波斜率相同，即 則有圖8-9正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換原理 由此，可推斷出各斷點上應校正到的電平值：UO1 、UO2 和UO3 （設Uim =5V，所以，），如圖中所示。

15、（1）正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路方案1 電路如圖8-10所示，它的基本結(jié)構(gòu)是比例放大器。只是按照圖8-9的要求，使運放A在不同的時間區(qū)段（或輸出電平區(qū)段）內(nèi)，具有不同的比例系數(shù)。對不同區(qū)段內(nèi)比例系數(shù)的切換，是通過二極管網(wǎng)絡來實現(xiàn)的。如輸出信號的正半周內(nèi)由D1 D3 控制切換；負半周內(nèi)由D4 D6 控制切換。電阻Rb1 Rb3 與Ra1 Ra3 分別組成分壓器，控制著各二極管的動作電平。 例如： 在0 T/14區(qū)段內(nèi)，要求D1 D6 均不導通，此時，UO 與Ui 的比例關系應為：，由UO1 = 1.38 V，Uim = 5 V 可得：圖8-10正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路方案1 若取R i =10 k，則R F =

16、9.7 k（可選10 k）。在T/14 T/ 7 區(qū)段，要求D1 導通，D2 D6 均截止。此時，UO 與Vi 的比例關系應為：，由VO2 VO1 = 2.49 1.38 = 1.11 V和Vim = 5 V 可得：，由此可計算出R a1 =35.5 k（可選35 k）。 同時，為控制D 1 的動作電平，要求1點上的電平滿足下列關系： 或 設計時，為避免Rb1 對放大器比例關系的影響，要求Rb1 >>Ra1 ，所以，上式又可簡化為：，取則有（選670 k）。 對于其它區(qū)段內(nèi)各電阻參數(shù)的計算，可以按照類同的方法進行計算和選取，這里不再贅述。 （2）正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路方案2圖8-11正弦

17、函數(shù)轉(zhuǎn)換電路方案2正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換電路方案2 的原理電路如圖8-11所示。D1 D6 組成二極管網(wǎng)絡，實現(xiàn)逐段校正，運放A組成跟隨器，作為函數(shù)轉(zhuǎn)換器與輸出負載之間的隔離（或稱為緩沖級）。 按圖8-9的要求，在輸入信號的正半周內(nèi)，應由D1 D3 實現(xiàn)逐段校正。考慮到硅二極管的開啟電壓為0.5V，所以U1 U3應按下列直流電壓值設置各二極管的動作電平： 于是 在0 T/14段內(nèi)，D1 D6 均不導通，所以 在T/14 T/7段內(nèi)，僅D1 導通，故有 代入圖8-9中的具體數(shù)據(jù)后，得：若選，則。 在T/7 3T/14 段內(nèi)，D1 、D2 均導通，所以有代入數(shù)具體數(shù)據(jù)后，得： 上式代入已知數(shù)據(jù)后得到，取。

18、在3T/14 4T/14 段內(nèi)，D1 D3 均導通，輸出電壓被二極管D3嵌位，所以VO = V3 + 0.5 V = 3.1V（對這一段的校正與圖8-9不同）。 圖8-11中的V1 V3 ，是通過由跟隨器組成的電壓源，再經(jīng)分壓后得到的。因此，為使電壓源內(nèi)阻不影響各個轉(zhuǎn)折電壓，分壓器的阻值應選得遠小于R5 和R6 。顯然，-V1 -V3也是通過另一個負電壓源提供的。 分析和實驗結(jié)果表明，當輸入三角波在T/2內(nèi)設置六個斷點，以進行七段校正后，可得到正弦波的非線性失真度大致在1.8 % 以內(nèi)，若將斷點數(shù)增加到12個時，正弦波的非線性失真度可在0.8 % 以內(nèi)（實測值為0.42 %）。 利用正弦函數(shù)轉(zhuǎn)

19、換電路，可以將三角函數(shù)轉(zhuǎn)換成正弦函數(shù)。這里介紹了兩種有源正弦函數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡。這兩種轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡的基本設計思想都是將三角波進行逐段校正，使之輸出逼近正弦波。3.輸出級電路根據(jù)不同負載的要求，輸出級電路可能有三種不同的方式。（1）電壓源輸出方式 電壓源輸出方式下，負載電阻RL 通常較大，即負載對輸出電流往往不提出什么要求，僅要求有一定的輸出電壓。同時，當負載變動時，還要求輸出電壓的變化要小，即要求輸出級電路的輸出電阻Ro足夠小。 例如，當RL =100 1k時，若要求，即意味著要求： 為此，必須引入電壓負反饋。運算放大器的輸出電阻通常為1k以下，當引入電壓負反饋后，如希望Ro =1，則要求： 設運放的，

20、則F應大于0.1，這是容易滿足的。如圖8-12（a）電路的閉環(huán)增益，故要求。 圖8-12（a）電路的最大輸出電壓受到運放供電電壓值的限制，如運放的VCC 和VEE 分別為±15V時，則Vopp =±(12 14)V。若要求有更大的輸出電壓幅度，必須采用電壓擴展電路，如圖8-12（b）所示。圖8-12電壓源輸出方式圖8-12（b）所示電路中，VB1 = 15V+VO ，VB2 = UO15V，所以VB1VB2 = 30V?？梢妼\放而言，其供電電壓（VCCVEE）仍接近30V，只是二者隨VO而浮動。如考慮到R2、R3上的電壓至少為4V，則VOPP 可達：±（4515

21、4）= 26V。當VO = +26V時，VB1 = 15+26 = 41V，VB2 = 2615 = 11V；而當VO =26V時，VB1 = 11V，VB2 = 41V。（2）電流源輸出方式 在電流源輸出方式下，負載希望得到一定的信號電流，而往往并不提出對輸出信號電壓的要求。同時，當負載變動時，還要求輸出電流基本恒定，即要求有足夠大的輸出電阻Ro 。 例如，當RL = 0 90 時，若要求，即意味著要求： 為此，需引入電流負反饋。若運放的輸出電阻Ro = 1 k，則要求： 設運放Aod =104，即當VoP =10 V時，要求VId = 1 mV。若Ro = 1 k，則輸出短路電流I o s

22、 =10V/1 k=10 mA。由此可以估計出，所以要求 具體計算參見圖8-13。圖8-13電流源輸出方式圖8.13所示電路中，運放的最大輸出電流通常在10 20 mA，如負載要求有更大的輸出電流，則必須進行擴流，如圖8-14（a）、（b）所示。圖8-14電流源輸出的擴流電路圖8-14（a）為一次擴流電路，T1 和T2 組成互補對稱輸出。運放的輸出電流IA中的大部分將作為T1 、T2 的基極電流，所以IO = IA 。值得注意的是，三極管值應在額定電流下測得，它通常要小于小電流條件下的值。并且，當運放輸出電流IA增大時，運放的最大輸出電壓幅度也隨著減小（不再能達到±（12 14）V）

23、。圖8-14（b）為二次擴流電路，用于要求負載電流IO較大的場合。復合管T1、T2和T3、T4 組成準互補對稱輸出電路。圖8-14（a）、（b）中，輸出三極管發(fā)射極上的電阻R用來穩(wěn)定三極管的工作電流，但它們與輸出負載RL相串聯(lián)，應盡可能減小其上的壓降。通常取R= (0.05 0.1) RL 。圖8-14（b）中，R1 和R3 的數(shù)值應遠大于T3、T4級的輸入電阻Ri3 和Ri4 ，以盡可能減少信號分流。大功率管T3、T4的rbe 較小，通常為幾十歐。所以常取R1 = R3 =幾百歐。 R2為平衡電阻，它用來提高復合管T2、T4 的輸入電阻，以期和復合管T1、T3的輸入電阻對稱，所以取R2 =

24、R1 / Ri3 (約幾十歐)。在調(diào)試時，通常還可以進行調(diào)整，以使最大輸出電流在正、負向?qū)ΨQ。（3）功率輸出方式 在功率輸出方式下，負載要求得到一定的信號功率。由于三極管放大電路電源電壓較低，為得到一定的信號功率，通常需配接阻值較小的負載。電路通常接成電壓負反饋形式。如用運放作為前置放大級，還必須進行擴流。當RL較大時，為滿足所要求的輸出功率，有時還必須進行輸出電壓擴展。 圖8-15為功率放大電路。靜態(tài)時，運放輸出為零，20V電源通過下列回路：運放輸出端R1 DZ b1 e1 20V向T1 提供一定的偏置電流，R6 、C3 和R7、C4 組成去耦濾波電路。圖8-15功率放大電路 圖8-15電路

25、中的各個電路參數(shù)，大家可按具體要求進行計算。這里著重說明功率三極管T4、T5 和互補對稱級晶體管T2、T3 的選用問題。 （a）功率管T4、T5的選用 功率管的選用主要考慮三個極限參數(shù)：即VBR(CEO)、ICM和PCM 。 T4、T5在電路中可能承受的反向電壓最大值：VCEmax = VCC+Vom2VCC= 40V（截止時）； 流過T4、T5的最大集電極電流為：ICmax VCC / (RL+R5)（接近飽和時）； T4、T5可能承受的最大功耗，按教材中對乙類功率放大器的分析，應為： 實際上，靜態(tài)時，T4、T5中通常還有幾十mA的靜態(tài)工作電流ICQ將產(chǎn)生管耗(ICQ· VCC)，選管時應予考慮。 可見，要求所選用的管子VBR(CEO) >2VCC，ICM>VCC/(RL+R5) 和，且兩只三極管的值應盡量對稱（特別是在最大電流ICmax