環(huán)路控制白皮書_開關(guān)變換器建模

1、開關(guān)電源的環(huán)路控制1、 概述（開關(guān)電源環(huán)路控制的概念、環(huán)路控制對擾動的抑制作用，理解交流小信號模型，直流關(guān)系、交流小信號，動態(tài)性能、穩(wěn)態(tài)精度） （增加開關(guān)變換器的建模，理解非線性大信號模型、交流小信號模型）1.1開關(guān)變換器的動態(tài)建模1.2Buck變換器的模型1.3基于交流小信號動態(tài)模型的閉環(huán)控制2、開關(guān)電源的控制方式（PWM方式和PFM方式，PWM方式電路的工作原理） 2.1開關(guān)電源的兩種基本控制電路（電壓控制型的基本原理、電流控制型的基本原理） 2.2電流檢測電路（電阻檢測、電流互感檢測，普通放大、跨到放大，積分濾波作用）3、 PWM反饋控制模式（）3.1電壓模式控制PWM3.2電流模式控制

2、PWM（主要介紹峰值電流模式）4、開關(guān)電源環(huán)路分析（零極點(diǎn)，波特圖，開環(huán)與閉環(huán)的概念，開環(huán)和閉環(huán)的關(guān)系） 4.1開環(huán)系統(tǒng)的頻域分析（基礎(chǔ)知識，基本變換器的頻域分析） 4.2閉環(huán)系統(tǒng)的頻域分析（穩(wěn)定裕度、穩(wěn)定性分析、性能指標(biāo)）5、開關(guān)電源補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì) 5.1三種補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)（超前、滯后、超前-滯后） 5.2電壓控制模式的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)（1、2、3型） 5.3電流控制模式的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)（穩(wěn)定性分析，次諧波振蕩，諧波補(bǔ)償）1， 概述典型的DC-DC變換器系統(tǒng)，當(dāng)負(fù)載或輸入電源變化時，通常希望通過閉環(huán)反饋調(diào)節(jié)變換器中開關(guān)管的通斷時間，以維持系統(tǒng)輸出不變，并具有良好的靜態(tài)和動態(tài)性能。因而，開關(guān)變換器作為一個

3、閉環(huán)控制系統(tǒng)，其靜態(tài)和動態(tài)性能的好壞與反饋控制設(shè)計(jì)密切相關(guān)。典型開關(guān)變換器系統(tǒng)，希望通過控制器的設(shè)計(jì)，抑制輸入電壓或負(fù)載的變化對系統(tǒng)輸出的影響，從而提高系統(tǒng)輸出的控制精度保證閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定，并使系統(tǒng)的超調(diào)量、調(diào)節(jié)時間等動態(tài)性能滿足設(shè)計(jì)要求。圖1.1為典型的開關(guān)變換器閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖。系統(tǒng)由功率變換主電路，脈寬調(diào)制及驅(qū)動，誤差補(bǔ)償放大等環(huán)節(jié)組成。系統(tǒng)對輸出電壓V進(jìn)行采樣，通過與參考電壓比較得誤差電壓，經(jīng)補(bǔ)償放大后送PWM電路，調(diào)制為相應(yīng)的占空比為的脈沖信號，通過驅(qū)動器控制主電路功率開關(guān)的通斷，從而達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。圖1.1 開關(guān)變換器閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖要完成上述反饋控制器的設(shè)計(jì)，首先需要建立

4、開關(guān)變換器的動態(tài)數(shù)學(xué)模型。由于開關(guān)變換器系統(tǒng)中包含功率開關(guān)器件以及二極管等非線性元件，而開關(guān)元件周期性地導(dǎo)通或截止?fàn)顟B(tài)的變化將引起變換器功率電路結(jié)構(gòu)在時間上的變化，因而開關(guān)變換器系統(tǒng)是一個非線性的時變系統(tǒng)。建立該系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，從理論上得到瞬態(tài)響應(yīng)的精確解析解是較為困難的，因此在工程應(yīng)用中，需要采用數(shù)學(xué)手段簡化復(fù)雜的物理模型，從而獲得對象近似的數(shù)學(xué)模型。1.1開關(guān)變換器的動態(tài)建模小信號分析法是適用于非線性系統(tǒng)線性化的一種較好的理論分析方法。將小信號分析法引入開關(guān)變換器的動態(tài)建模與分析是目前常用的方法。其基本思想是：假設(shè)開關(guān)變換器系統(tǒng)運(yùn)行在某一穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近，當(dāng)擾動信號很小時，在穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近變

5、換器可以被近似看作線性系統(tǒng)，從而可以建立開關(guān)變換器的小信號線性動態(tài)模型。如建立輸入電壓、負(fù)載電流，或占空比控制量的變化對變換器輸出電壓的傳遞函數(shù)，在此基礎(chǔ)上就可以進(jìn)一步應(yīng)用經(jīng)典控制理論完成控制器，或補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。 以變換器為例。已知變換器電壓傳輸比為。設(shè)其運(yùn)行在占空比的靜態(tài)工作點(diǎn)，如圖1.2所示，則此時的電壓傳輸比。假設(shè)占空比在附近發(fā)生了一個小的擾動，即，則占空比的變化將引起輸出電壓的變化，這種變化按圖1.2所示關(guān)系曲線應(yīng)為非線性的，但當(dāng)擾動量時，可以通過在靜態(tài)工作點(diǎn)處做原曲線的切線，在靜態(tài)工作點(diǎn)附近近似地用這條直線代替原曲線，從而使電路狀態(tài)變量的小信號擾動量之間的關(guān)系呈現(xiàn)線性系統(tǒng)的特性，即

6、在靜態(tài)工作點(diǎn)附近用線性關(guān)系近似代替電路變量間的非線性關(guān)系，實(shí)現(xiàn)開關(guān)變換器非線性系統(tǒng)的線性化。因此，小信號擾動是開關(guān)變換器動態(tài)模型線性化的前提條件之一，即變換器電路中各變量的交流擾動分量遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于其穩(wěn)態(tài)直流分量。圖1.2 Boost變換器電壓除數(shù)比M與占空比D的非線性關(guān)系若進(jìn)一步假設(shè)占空比的小信號擾動為低頻擾動，頻率為，即式中，以滿足小信號假設(shè)的前提條件。當(dāng)小信號擾動量的頻率遠(yuǎn)低于變換器開關(guān)頻率，即時，功率開關(guān)器件門極驅(qū)動信號為一個脈沖寬度在靜態(tài)工作點(diǎn)附近，隨擾動信號頻率小范圍波動的低頻信號，如圖1.3（a）所示。因此，開關(guān)變換器的輸出電壓也被低頻調(diào)制，如圖1.3（b）所示，在相應(yīng)直流穩(wěn)態(tài)輸出電壓

7、（對應(yīng)穩(wěn)態(tài)占空比基礎(chǔ)上，表現(xiàn)出與擾動頻率相同頻率的低頻波動。實(shí)際上，開關(guān)變換器的輸出電壓中除直流分量和低頻擾動分量外，還包含開關(guān)頻率，及其邊頻帶分量，以及開關(guān)頻率諧波及其邊頻分量。圖1.4給出了開關(guān)變換器輸出電壓的頻譜。圖1.3 PWM脈沖寬度調(diào)制低頻調(diào)制與輸出電壓波形圖1.4 輸出電壓v(t的頻譜為了有效地濾除由于功率開關(guān)通斷產(chǎn)生的開關(guān)頻率及其諧波等高頻分量，開關(guān)變換器輸出端通常設(shè)置由電感電容組成的低通濾波器，為了簡化開關(guān)變換器動態(tài)模型，這里，進(jìn)一步假設(shè)開關(guān)變換器輸出濾波器的轉(zhuǎn)折頻率遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率，即假設(shè)電路中的狀態(tài)變量所含的開關(guān)頻率及諧波頻率的高頻紋波分量遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于其直流分量（即高頻小紋波假

8、設(shè)，這樣在開關(guān)變換器的動態(tài)建模中，開關(guān)頻率，及其邊頻帶分量，以及開關(guān)頻率諧波及其邊頻分量就可以忽略不計(jì)。在開關(guān)變換器滿足低頻小信號擾動和高頻小紋波假設(shè)的條件下，進(jìn)一步引入開關(guān)周期平均變量的定義，即定義變量在一個開關(guān)周期內(nèi)的平均值為 （1.1）式中，為開關(guān)變換器中的某個狀態(tài)變量，對進(jìn)行開關(guān)周期平均，將保留其直流和低頻交流分量信息，同時可消除變換器開關(guān)頻率諧波頻率及其邊帶頻率等高頻紋波分量，圖1.3（b）給出了濾去高頻紋波后的輸出電壓開關(guān)周期平均波形，即 （1.2）1.2 Buck變換器的模型為了簡化分析過程，下面以CCM模式下的理想Buck變換器為例分析DC-DC變換器建模的基本思路，包括基于開

9、關(guān)周期平均法的Buck變換器大信號非線性模型，基于小信號擾動的變換器非線性模型的線性化，最后給出Buck變換器穩(wěn)態(tài)模型與動態(tài)交流小信號模型。圖1.5所示的理想Buck變換器中的功率開關(guān)Q和續(xù)流二極管D均視為理想元件，即導(dǎo)通時的壓降為零，截止時的電流為零，開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換瞬間完成。CCM模式下的Buck變換器穩(wěn)態(tài)工作時，可將一個開關(guān)周期分為和兩個階段。圖1.6為CCM模式Buck變換器的主要電量波形，下面將介紹如何應(yīng)用基于開關(guān)周期狀態(tài)平均的概念，建立CCM模式下Buck變換器的穩(wěn)態(tài)（直流）及動態(tài)（交流）模型。圖1.5 理想Buck變換器圖1.6 CCM模式Buck變換器的主要電量波形1.2.1 非線

10、性模型在圖1.5所示的Buck變換器中，開關(guān)導(dǎo)通占空比用表示，將一個開關(guān)周期分為和兩個階段，階段開關(guān)Q導(dǎo)通，電感L中的電流線性上升，階段開關(guān)Q斷開，電感L通過續(xù)流二極管D續(xù)流，電感電流線性下降，當(dāng)變換器工作在CCM模式時，電感L中的電流連續(xù)，依據(jù)電路基本理論，電感元件和電容元件的電壓電流關(guān)系為 （1.3）將開關(guān)周期狀態(tài)平均的概念應(yīng)用于電感和電容元件，即采用式(1.1)定義電路各變量的開關(guān)周期平均值，則電感電壓的開關(guān)周期平均值為 （1.4）同樣采用式(1.1)定義電感電流的開關(guān)周期平均為，有 （1.5）由式（1.4）和式（1.5）得電感開關(guān)周期平均電壓和平均電流的關(guān)系為 （1.6）式（1.6）表

11、明，基于開關(guān)周期平均的電感電壓與電感電流特性方程形式不變，即電感電壓的開關(guān)周期平均值決定電感電流開關(guān)周期平均值的變化率。同理可得出基于開關(guān)周期平均的電容電流和電容電壓特性方程形式也不變，即電容電流的開關(guān)周期平均值決定電容電壓開關(guān)周期平均值的變化率，即， （1.7）如前所述，圖1.5所示的Buck變換器工作在CCM模式時，變換器電路穩(wěn)態(tài)時分為兩個階段，即和兩個階段。設(shè)此兩階段時間間隔分別為：和，則變換器電路中電感電壓、電容電流，以及變換器輸入電流可分別表示為， （1.8）（1.9）（1.10）設(shè)Buck變換器輸入電壓，輸出電壓，以及電感電流滿足低頻、交流小信號擾動條件，即、和連續(xù)，且在一個開關(guān)周

12、期中變化很小，則、和在整個開關(guān)周期區(qū)間的值可以近似采用開關(guān)周期平均值、分別表示，上三式可表示為， （1.11）（1.12）（1.13）采用式（1.1）定義各變量的開關(guān)周期平均值，由電感電壓的開關(guān)周期平均值（1.14）將式（1.6）代入式（1.14），得電感電流開關(guān)周期平均值的狀態(tài)方程為 （1.15）此式表明，電感電流開關(guān)周期平均值受占空比的控制，另外，輸入電壓和輸出電壓也會對電感電流產(chǎn)生影響。在穩(wěn)態(tài)時電感電壓的開關(guān)周期平均值為0，即電感電流開關(guān)周期平均值的變化率為0，但電感電流的瞬時值并非恒定值，如圖1.7所示，而是近似為周期等于開關(guān)周期的三角波，滿足，表明在一個開關(guān)周期中電感電流沒有凈變化。

13、圖1.7 穩(wěn)態(tài)時的實(shí)際電感電流波形參考電感電壓開關(guān)周期平均值的求解方法，可得電容電流開關(guān)周期平均值，并將，式（1.7）代入，得到電容電壓開關(guān)周期平均值的狀態(tài)方程式： (1.16)在穩(wěn)態(tài)時，電容電流的開關(guān)周期平均值為0，即電容電壓開關(guān)周期平均值的變化率為0，因此穩(wěn)態(tài)時，Buck變換器電感電流開關(guān)周期平均值等于負(fù)載電流開關(guān)周期平均值，電容電壓滿足，表明在一個開關(guān)周期中電容電壓沒有凈變化，但電容電壓的瞬時值并非恒定值。由式（1.13）可得式（1.17）輸入電流的開關(guān)周期平均值方程，其實(shí)際輸入電流波形及其開關(guān)周期平均的波形如圖1.8所示。 (1.17)圖1.8 Buck變換器的輸入電流波形式（1.15

14、）、式（1.16）、式（1.17）即為基于低頻、小紋波假設(shè)條件下，Buck變換器狀態(tài)空間變量開關(guān)周期平均值以及輸入電流開關(guān)周期平均值的數(shù)學(xué)模型。采用同樣的方法，也可以分別針對Boost變換器或Buck-Boost變換器推導(dǎo)基于小信號擾動的電路數(shù)學(xué)模型，由于電路模型中，狀態(tài)空間平均方程或輸出方程中含有控制變量和狀態(tài)變量（或、輸入變量的乘積關(guān)系項(xiàng)，因此該組方程所描述的變換器模型為非線性模型，若要用線性系統(tǒng)經(jīng)典控制理論完成變換器系統(tǒng)的反饋控制設(shè)計(jì)，則需進(jìn)一步采用小信號擾動法，在給定靜態(tài)工作點(diǎn)附近將上述非線性方程線性化。1.2.2 小信號線性模型小信號擾動法的主要思想是通過在變換器靜態(tài)工作點(diǎn)附近引入低

15、頻小信號擾動，從而對變換器進(jìn)行線性化處理，仍以Buck變換器為例，假設(shè)變換器工作在某一穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)，占空比，輸入電壓的穩(wěn)態(tài)值為，若對占空比和輸入電壓在穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近施加一個低頻小擾動，令 （1.18） （1.19）這里大寫字母用于表示穩(wěn)態(tài)分量或直流分量而小寫字母用于表示交流分量，小寫字母上面加“”代表交流小信號分量。Buck變換器電路中的各狀態(tài)變量及輸入電流由于受到小信號擾動而將發(fā)生微小變化，設(shè)： （1.20） （1.21） （1.22）上述各式可以看成是變換器中的某個變量，統(tǒng)一用表示，將其開關(guān)周期平均分解為直流分量和低頻交流小信號分量即， （1.23）式中，變換器的個分量的擾動量均滿足小信號假

16、設(shè)，即， (1.24)將式（1.18）式（1.22）代入Buck變換器開關(guān)周期平均的電感電流方程式： (1.25)可得小信號擾動下電感電流的開關(guān)周期平均方程: (1.26)經(jīng)整理合并同類項(xiàng)，可得 （1.27）分析式（1.27）等式兩邊均含有直流項(xiàng)和交流項(xiàng)兩部分，而等式右邊的交流項(xiàng)部分含一階交流項(xiàng)和二階交流項(xiàng)，由于二階交流項(xiàng)為兩個交流變量的乘積，因此上述方程仍為非線性方程，令等式兩邊的對應(yīng)項(xiàng)分別相等，可得如下結(jié)論，（1） 令對應(yīng)的直流項(xiàng)相等，有 （1.28）由于電感電流的穩(wěn)態(tài)值L為常數(shù)，因此其導(dǎo)數(shù)=0，代入上式得Buck變換器穩(wěn)態(tài)電壓傳輸比M為， （1.29）（2） 令對應(yīng)的交流項(xiàng)相等，有 （1

17、.30）式中當(dāng)Buck變換器滿足小信號擾動假設(shè)時即，則二階交流項(xiàng)將遠(yuǎn)小于一階交流項(xiàng)，因此忽略二階交流項(xiàng)，則可將式（1.30）簡化為如下線性常微分方程 （1.31）式中、為變換器靜態(tài)工作點(diǎn)常量。同樣方法，將式（1.18）式（1.22）代入式（1.16），可得小信號擾動下電容電壓開關(guān)周期平均狀態(tài)方程： （1.32）合并同類項(xiàng)，有 （1.33）（1） 令對應(yīng)的直流項(xiàng)相等，且有，則可得 （1.34）（2） 令對應(yīng)的交流項(xiàng)相等，有 （1.35）將式（1.18）式（1.22）代入式（1.16），可得小信號擾動下輸入電流的開關(guān)周期平均狀態(tài)方程： （1.36）合并同類型，有 （1.37）由上式可得（1） 輸入

18、電流的直流分量： （1.38）（2） 忽略而階交流項(xiàng)。得輸入電流的小信號線性方程： （1.39）綜合上面所推倒的關(guān)系式，可以得到以下結(jié)論。（1） CCM模式下Buck變換器的穩(wěn)態(tài)直流模型： （1.40）（2） CCM模式下Buck變換器的近似交流小信號模型： （1.41）式（1.41）是CCM模式Buck變換器電路在時域的二階動態(tài)模型，反映了Buck變換器在式(1.40)給定的靜態(tài)工作點(diǎn)附近的動態(tài)行為，該模型是變換器系統(tǒng)閉環(huán)反饋控制設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)，將式式（1.41）進(jìn)行拉氏變換，將時域模型變換至5域，可得BUCk變換器域的傳遞函數(shù)。將式（1.41）三個方程進(jìn)行拉氏變換，得， （1.42）從式(1.

19、42)方程組的第二個方程解得電感電流項(xiàng)，代入第一個方程得 （1.43）經(jīng)整理得輸出電壓與輸入電壓及控制的s域小信號模型： （1.44）上式中令輸入電壓擾動量，可得到以下結(jié)論（1） CCM模式Buck變換器控制-輸出的傳遞函數(shù)： （1.45）令輸入電壓擾動量，可得到以下結(jié)論（2） CCM模式Buck變換器輸入-輸出的傳遞函數(shù)： （1.46）（3） CCM模式Buck變換器開環(huán)輸入阻抗： (1.47)1.2.3小信號等效電路為了增加直觀性，常將上述小信號交流模型用小信號等效電路模型表示。以Buck變換器為例，將Buck變換器時域小信號交流模型重列如下； （1.48）由式（1.48）中的三個方程，分

20、別畫出三個等效子電路，如圖1.9所示。其中，輸入電壓為用一個獨(dú)立電壓源表示，、表示為受控電壓源和電流源，分別受輸入電壓及電感電流的控制。和不受電路中變量的影響，分別用獨(dú)立電壓源和獨(dú)立電流源表示。圖1.9 Buck變換器三個等效子電路將圖1.9三個子電路圖重新排序，如圖1.10所示。圖1.10 Buck變換器三個等效子電路的組合可以看出，圖中左邊的一對受控源和組成的雙端口網(wǎng)絡(luò)等效于一個變比為1：D的理想變壓器，圖中右邊的一對受控源等效為一個1：1的理想變壓器，將三個子電路合并，最終可得到Buck變換器小信號交流模型等效電路，如圖1.11所示。圖1.11 Buck變換器小信號等效電路 根據(jù)圖1.1

21、1可進(jìn)一步繪制出相應(yīng)Buck變換器小信號s域等效電路，如圖1.12所示，圖1.12 Buck變換器小信號s域等效電路因此，可得CCM模式Buck變換器各項(xiàng)傳遞函數(shù)如下，（1）CCM模式Buck變換器控制-輸出的傳遞函數(shù)： （1.49）令輸入電壓擾動量，可得到以下結(jié)論（2）CCM模式Buck變換器輸入-輸出的傳遞函數(shù)： （1.50） （3）CCM模式Buck變換器開環(huán)輸入阻抗： （1.51） （4）CCM模式Buck變換器開環(huán)輸入阻抗： （1.52） 1.3基于交流小信號動態(tài)模型的閉環(huán)控制通過以上討論可知，雖然DC-DC開關(guān)變換器是時變、非線性系統(tǒng)，但利用開關(guān)周期平均以及低頻小信號擾動法，可以建

22、立開關(guān)變換器在某一穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近的交流小信號線性模型。在此模型基礎(chǔ)上，本節(jié)將進(jìn)一步討論如何運(yùn)用線性系統(tǒng)閉環(huán)控制理論，完成DC-DC變換器閉環(huán)控制系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，最終使變換器閉環(huán)系統(tǒng)滿足一定的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能指標(biāo)要求。首先以圖1.13所示Buck變換器閉環(huán)系統(tǒng)為例分析開關(guān)變換器閉環(huán)控制的作用，對于圖1.13所示Buck變換器作為穩(wěn)壓電源時，一般希望控制量d變化時，輸出電壓能有快速的動態(tài)響應(yīng)以及相應(yīng)的穩(wěn)態(tài)精度。同時希望變換器輸出電壓不受各種擾動量的影響，總能保持不變，即不受輸入電壓或負(fù)載電流波動的影響同時也希望輸出電壓不受變換器電路參數(shù)變化的影響。但事實(shí)上很多因素將造成輸入電壓或負(fù)載電流波動，以

23、及變換器電路參數(shù)的變化，若不采取任何閉環(huán)調(diào)節(jié)措施，這此擾動量都將不同程度地影響變換器的輸出電壓。圖1.13 Buck變換器閉環(huán)控制依據(jù)Buck變換器交流小信號線性模型，可知其輸出電壓可表示為 （1.53）將上式用圖1.14表示，即將輸出電壓表示為占空比輸入電壓、負(fù)載電流的線性函數(shù)。圖1.15 開關(guān)變換器輸出電壓的線性函數(shù)表示當(dāng)變換器的負(fù)載或輸入電壓波動時，如果不對占空比進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整，必將引起輸出電壓的變化。因此需要引入閉環(huán)反饋控制，完成對占空比的自動調(diào)整，抑制、等擾動量對變換器輸出電壓的影響，從而使變換器打達(dá)到較好的調(diào)整率，以及所要求的動態(tài)性能。圖1.16為典型開關(guān)變換器電壓反饋閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

24、圖。由分壓器采樣輸出電壓，與給定參考信號比較，產(chǎn)生相應(yīng)的誤差信號，經(jīng)過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得到相應(yīng)的控制信號，PWM調(diào)制器根據(jù)控制信號生成相應(yīng)的PWM脈沖序列，通過驅(qū)動器實(shí)現(xiàn)功率管的通斷，實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的閉環(huán)調(diào)節(jié)。圖1.16 電壓反饋閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖設(shè)引入電壓反饋后的變換器系統(tǒng)開環(huán)回路增益，。由上圖所示閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，可得 （1.54）下面分析輸入電壓擾動和負(fù)載電流擾動對輸出電壓的影響與變換器系統(tǒng)開環(huán)環(huán)路增益的關(guān)系分析，來說明閉環(huán)控制對擾動的抑制作用。由式（1.54）可知，引入閉環(huán)反饋控制后，（1）輸入電壓擾動對輸出電壓的影響為 （1.55）（2）負(fù)載電流擾動對輸出電壓的影響為 （1.56）在輸入電壓和負(fù)

25、載擾動頻率范圍內(nèi)，如果將開環(huán)回路增益設(shè)計(jì)的很大，則可有效的抑制輸入電壓擾動或負(fù)載電流擾動對輸出電壓的影響。由式（）可知，引入閉環(huán)反饋控制后，并設(shè)開環(huán)回路增益設(shè)計(jì)的很大，滿足，則 （3）參考電壓擾動對輸出電壓的影響 （1.57）上式表明，當(dāng)開環(huán)直流增益設(shè)計(jì)的很大時，出反饋環(huán)節(jié)外，開關(guān)變換器其他部分的電路參數(shù)的飄逸或變化，基本不影響變換器直流或低頻輸出電壓的控制精度。此式表明，當(dāng)開環(huán)回路的直流增益設(shè)計(jì)得很大時，除反饋環(huán)節(jié)外開關(guān)變換器系統(tǒng)其他部分電路參數(shù)的漂移或變化基本不影響變換器直流或低頻輸出電壓的控制精度，即變換器穩(wěn)態(tài)輸出的精確度主要由反饋系數(shù)決定。實(shí)際上，對任何一個閉環(huán)控制系統(tǒng)來說，其總體性能

26、要求除了上面所討論的準(zhǔn)確性以外還應(yīng)包括系統(tǒng)的穩(wěn)定性和快速性，其中穩(wěn)定性是最重要最基本的要求，而快速性反映的是變換器系統(tǒng)的動態(tài)特性，需要設(shè)計(jì)良好的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，使變換器系統(tǒng)在控制量變化、負(fù)載突變或輸入電壓突變等情況下，控制器對這此變化有相當(dāng)快的響應(yīng)，同時又不引起系統(tǒng)的振蕩。為了達(dá)到閉環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性、快速性和準(zhǔn)確性三個主要性能指標(biāo)，工程上開關(guān)變換器系統(tǒng)的反饋控制設(shè)計(jì)多采用頻率響應(yīng)設(shè)計(jì)方法實(shí)現(xiàn)，在頻域法中伯德圖法由于其簡單可行的設(shè)計(jì)規(guī)則而受到電源設(shè)計(jì)者的青睞，即借助繪制開環(huán)對數(shù)頻率特性曲線的方法，完成系統(tǒng)控制器的設(shè)計(jì)。圖1.17給出了與上述三個主要性能指標(biāo)相對應(yīng)的變換器開環(huán)回路對數(shù)頻率特性中的三個設(shè)

27、計(jì)目標(biāo)，如對于穩(wěn)定系統(tǒng)，通常希望系統(tǒng)開環(huán)Bode圖的相角裕度等于或大于45；而系統(tǒng)開環(huán)穿越頻率的選擇將影響系統(tǒng)帶寬，從而影響系統(tǒng)的動態(tài)性能；變換器系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差與系統(tǒng)開環(huán)直流增益相關(guān)，因而希望系統(tǒng)具有較高的開環(huán)直流增益。圖1.17 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)目標(biāo)2、 開關(guān)電源的控制方式2.1開關(guān)電源的兩種基本控制電路目前，開關(guān)電源的控制方式有電壓模式控制和電流模式控制兩類，其基本結(jié)構(gòu)如圖00所示。其中圖00（a）所示為電壓模式控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，圖00（b）所示為電流模式控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，圖中VR為電壓調(diào)節(jié)器，CR為電流調(diào)節(jié)器，PWM為PWM調(diào)制環(huán)節(jié)，圖中所示的開關(guān)環(huán)節(jié)為開關(guān)電路，IC電路是主電路中的濾波環(huán)節(jié)，R是

28、負(fù)載。在電壓模式控制中，變換器的占空比正比于實(shí)際輸出電壓與理想輸出電壓之間的誤差：值；在電流模式控制中，占空比正比于額定輸出電壓與變換器控制電流函數(shù)之間的誤差值，控制電流可以是非隔離拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的開關(guān)電流或隔離拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的變壓器初級電流。電壓模式控制只響應(yīng)（調(diào)節(jié)變換器的占空比）輸出（負(fù)拽）電壓的變化，這意味著變換器為了響應(yīng)負(fù)載電流或輸入線電壓的變化，它必須“等待”負(fù)載電壓（負(fù)載調(diào)整）的相應(yīng)變化，這種等待或延遲會影響變換器的穩(wěn)壓特性，通常等待時間是一個或多個開關(guān)周期，負(fù)載或輸入電壓擾動會產(chǎn)生相應(yīng)（盡管不一定成比例）的輸出電壓擾動。電流模式控制把變換器分成兩條控制環(huán)路電流控制通過內(nèi)部控制環(huán)路進(jìn)行。而

29、電壓控制通過外部控制環(huán)路進(jìn)行，其結(jié)果是在逐個開關(guān)脈沖上不僅僅可以響應(yīng)負(fù)載電壓的變化，而且也可以響應(yīng)電流的變化。電流模式控制和電壓模式控制一樣在輸出電壓與占空比之間，具有相同的反比關(guān)系。另外，電流模式還具有如下的特點(diǎn)：外（電壓）控制環(huán)路設(shè)置閾值，而在閾值內(nèi)內(nèi)（電流）環(huán)路調(diào)整開關(guān)或初級電路中的峰值電流。由于輸出電流正比于開關(guān)電流或初級電流，所以在逐個脈沖上控制輸出電流，從而使電流模式控制具有比電壓模式控制更優(yōu)越的電源電壓和負(fù)載調(diào)整特性。脈寬調(diào)制型開關(guān)穩(wěn)壓電源只對輸出電壓進(jìn)行采樣，實(shí)行閉環(huán)控制，這種控制方式屬于電壓控制型，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。而電流控制型IL開關(guān)變換器在電壓控制型的基礎(chǔ)上，增加了電流

30、反饋環(huán)，形成雙環(huán)控制系統(tǒng)，使得開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有所提高，是目前較為理想的一種控制方式。2.2電壓控制型的基本原理電壓控制型的基本原理如圖00所示，電源輸出電壓與參考電壓進(jìn)行比較、放大，得到誤差信號，再與斜坡信號比較后，PWM比較器輸出具有一定占空比的系列脈沖。這就是電壓控制型的基本原理，其最大的缺點(diǎn)是，在控制過程中電源電路內(nèi)的電流值沒有參與進(jìn)去。開關(guān)電源的輸出電流是要流經(jīng)電感的，故對于電壓信號有90度的相位延遲，然而對于穩(wěn)壓電源來說，應(yīng)當(dāng)考慮電流的大小，以適應(yīng)輸出電壓的變化和負(fù)載的需求，從而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。因此，僅采用輸出電壓采樣的方法，其響應(yīng)速度慢，穩(wěn)

31、定性差，甚至在大信號變化時會產(chǎn)生振蕩，造成開關(guān)器件損壞等故障。2.3電流控制型的基本原理電流控制型正是針對電壓控制型的缺點(diǎn)而發(fā)展起來的，從圖00可以看到，它除保留了電壓控制型的輸出電壓反饋環(huán)節(jié)外，又增加了一個電流反饋環(huán)。所謂電流控制型，就是在PWM比較器的輸入端對電流采樣信號與誤差放大器的輸出信號進(jìn)行比較，以此來控制輸出脈沖的占空比，使輸出的峰值電流跟隨誤差電壓變化。電流控制型的工作原理是：采用恒頻時鐘脈沖置位鎖存器，輸出脈沖驅(qū)動開關(guān)器件導(dǎo)通，電源回路中的電流脈沖逐漸增大，當(dāng)電流在采樣電阻上的電壓幅度達(dá)到時，PWM比較器的狀態(tài)發(fā)生翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動信號撤除，開關(guān)器件截止，這樣逐個檢測和調(diào)節(jié)

32、電流脈沖，就可以達(dá)到控制電源輸出的目的。電流控制型的主要優(yōu)點(diǎn)如下： 線性調(diào)整率（電壓調(diào)整率）非常好，可達(dá)0.01/V，可與憂良的線性穩(wěn)壓器媲美。這是因?yàn)榈淖兓⒓捶从碁殡姼须娏鞯淖兓?，它不?jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖的寬度，再加一級輸出電壓至誤差放大器的控制，能使線性調(diào)整率更好， 明顯地改善了負(fù)載調(diào)整率，因?yàn)檎`差放大器專門用于控制由于負(fù)載變化而造成的輸出電壓的變化，特別是可使輕載時電壓升高的幅度大大減小。從13負(fù)載至滿載，負(fù)載調(diào)整率可降至8，從2/3負(fù)載至滿載，負(fù)載調(diào)整率可降至3以下 簡化了過流保護(hù)電路電流限制電路。由于上感應(yīng)出峰值電感電流，所以自然形成脈沖限流電路，這種峰值電感電流感應(yīng)檢測技術(shù)可