畢業(yè)設計（論文）-基于multisim仿真實驗的共射放大電路的研究

1、邯鄲學晚本科卒此論丈題g基于multisim仿真實驗的共射放大電路設計與研究學生指導教師教授年級2007 級專業(yè)物理學系部物理與電氣工程系邯鄲學晚物理與電氣工程糸學晚2011年5月鄭重聲明本人的畢業(yè)論文是在指導教師張劼的指導下獨立撰寫完成的。如有剽 竊、抄襲、造假等違反學術道德、學術規(guī)范和侵權的行為，本人愿意承擔 由此產(chǎn)生的各種后果，直至法律責任，并愿意通過網(wǎng)絡接受公眾的監(jiān)督。 特此鄭重聲明。平業(yè)論文作者（簽名）:摘要 單管共射放大電路在不同頻率的工作信號下將影響其電壓增益。在這里， 我們從理論分析單管共射放大電路入手，研究其產(chǎn)生頻率響應的主要原因，然后用 multisim進行仿真，通過改變電

2、路參數(shù)觀察對電路的上、下限截止頻率產(chǎn)生的影響。之 后繼續(xù)對特定的共射放大電路進行通頻帶的仿真測試并對單管共射放大電路的頻率響 應進行討論，以加深對頻率響應的理解。關鍵詞 共射放大電路頻率響應截止頻率仿真實驗abstractw miabstractii1 弓 iw12背景介紹13頻率響應的基本概念13. 1高通電路13. 2低通電路34晶體管高頻小信號模型44. 1 bjt完整的混合;r模型44. 2簡化的混合;r模型54.3混合;r模型的主要參數(shù)64.4 bjt的頻率參數(shù)75共射放大電路的頻率響應95. 1共射放大電路的低頻響應95.2共射放大電路的中頻響應125.3共射放大電路的高頻響應13

3、5.4頻率改變對共射放大電路輸出波形的影響166關于共射放大電路的頻率響應的討論20參考文獻21a w22基于multisim仿真實驗的共射放大電路設計與研究1引言晶體管共射放人電路是放大電路的基礎，也是模擬電子技術、電工電子技術等課程的經(jīng)典實驗 項0,實驗內(nèi)容設計方面廣，實踐應用性強。實際的共射放大電路中總是存在一些電抗性元件，如 電容、電感、電子器件的極間電容以及接線電感與接線電容等。因此，放大電路的輸入輸出之間的 關系必然和信號頻率有關。放大電路的頻率響應影響電路的失真和工作穩(wěn)定，是一項很重要的特性。 筆者對晶體管共射放大電路的頻率響應特性進行了理論分析和計算。借助multisim的虛擬

4、環(huán)境進行 計算機模擬仿真，并比較理論計算值和仿真結果的誤差。multisim是iit公司在20世紀初推出的ewb6. 0版本，目前普遍應用的版本為multisimlo. 0。 它可以實現(xiàn)原理圖的捕獲、電路分析、電路仿真、仿真儀器測試、射頻分析、單片機等高級應川。 軟件界面友好，操作方便、繪制電路圖需要的元件、電路仿真需要的儀器都可以直接從工作平臺上 選取，運行環(huán)境逼真，并提供較為詳細的電路分析手段，具有較強的仿真分析能力。軟件支持模擬 電路、數(shù)字電路、模擬數(shù)字混合電路以及電工電子技術應用的設計仿真。2背景介紹在實際的共射放大電路屮總是存在一些電抗性元件，如電容、電感、電子器件的極間電容以及 接

5、線電感與接線電容等。因此，放人電路的輸入輸山之間的關系必然和信號頻率有關。放大電路的 頻率響應對電路的失真和工作穩(wěn)定有著重要影響。關于共射放大電路頻率響應的研究己經(jīng)很成熟，理論上的分析及研究成果在很多教科書屮己經(jīng) 成為學習電子技術的基礎。具體關于用實驗室仿真軟件對其進行仿真實驗并進行結果分析的研宂并 不常見，此項研宄既可以對共射放大電路頻率響應的理論結果進行驗證，而且在實踐屮還具有一定 的指導意義。3頻率響應的基本概念3.1高通電路在放大電路的低頻區(qū)內(nèi)，由于耦合電容和射級旁路電容的存在，對信號構成了高通電路，即對 于頻率足夠高的信號電容相當于短路，信號幾乎毫無損失的通過；而當信號頻率低到一定程

6、度吋， 電容的容抗不可忽略，信號將在其上產(chǎn)生壓降，從而導致放大倍數(shù)的數(shù)值減小且產(chǎn)生相移。為了便 于理解有關頻率響應的基本要領，這里將對無源單級rc電路的頻率響應加以分析。如圖3.1.1所示高通電路中，設輸岀電壓0。（r1兩端的電壓）與輸入電壓邙之比為au，則. uor1a = =u 1 1ui + /?+1丄，則t>c >c式中co為輸入信號的角頻率，rc為回路的時間常數(shù)i，令='2）跳au14-jf丄人a(3.1.3)將人u用其幅值與相角表示，得出(3.1.4a)1+iyl(p = 90" - arctan(3.1.4b)因式3.1.4a表明人，的幅值與頻率的函

7、數(shù)關系，故稱之為九的幅頻特性；因式3.1.4b表明au的 相位與頻率的函數(shù)關系，故稱之為人的相頻特性。由式3.1.4可知。當/,時，a j? 1，f »(r ;當/ = ./;時= 45"當/«人時，。1 ,a“？，表明/每下降10倍,? 0.707 ，也下降10倍;當/趨于零時，也趨于零，0趨于+90由此可見，對于高通電路，頻率越低，袞減越大，相移越大；只有當信號頻率遠高于人時，0。冰約為04。稱人力下限截止頻率，簡稱下限頻率，在該頻率下，人。的幅伉下降到70.7%相移恰為+45"。如閣3.1.2 ,上邊為幅頻特性曲線下邊為相頻特性曲線。圖 3.1.1

8、陶 3.1.23. 2低通電路與耦合電容相反，由于半導體管極間電容的存在，對信號構成了低通電路，即對于頻率信號足 夠低的信號相當于開路，對電路不產(chǎn)生影響；而當頻率信號高到一定程度時，極間電容將分流，從 而導致放大倍數(shù)的數(shù)值減小且產(chǎn)生相移。這里仍對無源單極rc電路的頻率響應進行分析。閣3.2.1所示為低通電路，設輸出電壓0。（c兩端的電壓）與輸入電壓邙之比為九，則(3.2.1)回路的時間常數(shù)=rc，令w=則將式3.2.2代入式3.2.1可得f 一一 1 一 1jn 本 tp t rc(3.2.2)a .二w1 + 7 1 + 7(3.2.3)fnaw將au用芄幅值及相角表示，得(3.2.4a)=

9、 arctan fu(3.2.4b)式3.2.4a是a w的幅頻特性，式3.2.4b是a 的相頻特性。從對式3.2.4的分析可得，當/ «/h時? 1, r » 0"；當 / 二/"時,= l/v2? 0.707, r =-45"當/"時，»1u9，表明/每升高10倍，降低10倍；當/趨于無窮時，趨于零，識趨于-9（r由此可見，對于低通電路，頻率越高，衰減越大，相移越大；只有當頻率遠低于時，0。才約為uio稱人為上限截止頻率，簡稱上限頻率，在該頻率下，卜i降到70.7%,相移為-45"。圖3.2.2為低通電路的幅頻

10、與相頻特性曲線4晶體管高頻小信號模型4.1 bjt完整的混合;t模型圖4.1.u所示為晶體管結構示意圖。久（即r1）和r,（即r5）分別為集電區(qū)體電阻和發(fā)射區(qū)體電 阻，它們的數(shù)值較小，常常忽略不計。c/z（即c1）為集電結電容，以（即r2）為集電結電阻，么0（即r3）為基區(qū)體電阻，c；（即c2）為發(fā)射結電容，r# （即r4）為發(fā)射結電阻。圖4.1.1a是與 圖4.1.1b對應的混合;t模型。圖中，由于cy與ca的存在，使心和a的大小、相角均與頻率有關，即電流放大系數(shù)是頻率的函數(shù)，應記作6。根據(jù)半導體物理的分析，晶體管的受控電流a與發(fā)射結電壓t/城成線性關系，且與信號頻率無關。因此，混合;t模型

11、中引入了一個新的參數(shù)心卩為跨導，描述(/城對/c的控販制關系，即城。其中r5為/;冷，r6為&, r7為u1為u be，u2為f/破。a)品體管的結構示意閣o.o.e0:c:r1: 34qkq : r2-34o.kq : :g1:鳥:：:：ouni?二：340kq：:* :r4:二：；-c2 34qkq : :參嚳參嚳暴參參*攀嚳攀嚳參攀嚳u:r5:34qkq :j暴書籲暴書鬱嚳暴參曇嚳參蠹礬*e(b)混合;t模型圖4.1.1晶體管結構示意圖及混合7t模型4.2簡化的混合;t模型在圖4. 1.1b所示電路巾，通常情況下，遠大于c-e間所接的負載電肌，而也遠大于ca的 容抗，因而可認為和

12、開路。由于ca跨接在輸入與輸出回路之間，使電路的分析變得十分復雜。因此，為簡單起見，將ca 等效到輸入冋路和輸岀冋路中去，稱為單向化。單向化是通過等效變挽來實現(xiàn)的。設ca折合到 間的電容為cf,折合到c - e間的電界為cj。等效變換過程如下：從w看進去ca中流過的電流為ce販(1- k)uh潑 uf/ie式 4.2.1為保證變換的等效性，要求流過c；#的電流仍為/q ,而它的端電壓為c/破，因此0的電抗為（a,（1-尺）?1- k式 4.2.2）分之一，因此考慮在近似計算時，尺取屮頻值的時，所以火=-尺。約為的（1 +販q =（i-/c）qw?（1 |中；式川z?0- e間總電容為cpii=

13、cp +cm? cp （1+| 列）cw 式 4.2.4用同樣的方法可得 k- 1c， cm 式 4.2.5 k因為qiucj?，且一般情況下的容抗遠大于中的電流可忽略不計，所以簡化的混合/t模 型如圖4.2.1所示。圖 4.2.14.3浞合;t模型的主要參數(shù)將簡化的混合;t模型與簡化的h參數(shù)等效模型相比較，它們的電阯參數(shù)是完全相同的，從手冊 中可查得么0，而=0+z? jy7- （4 31）lbq式屮為低頻段晶體管的電流放大系數(shù)。雖然利用a和表述的受控關系不同，但是它們所要表 述的卻是同一個物理量，即販？ic =gtnub =b o ib 式4.3.2吸由于c/破且&如式4.3.1所

14、示，又由于通常所以印ut式 4.3.3在半導體器件手冊屮可以查得參數(shù)c，c#是晶體管為發(fā)射極開路吋間的結電容，cj近 似為c。cf的數(shù)值可通過手冊給出的特征頻率/7.和放大電路的靜態(tài)工作點求解。尺是電路的電壓放大倍數(shù)，可以通過計算得到。4. 4 bjt的頻率參數(shù)bjt的頻率參數(shù)用來描述管子對不同頻率信號的放大能力。常用的頻率參數(shù)有共射極截止頻率 fp、特征頻率人等。由h參數(shù)可知，根據(jù)此式將混合7t模型屮c-c輸出ce端短路，則得閣4.4丄販c=- > chube 式 4.4.1基極電流/，與（7破之間的關系可以利用“去乘從、e之間的阻抗來獲得:=/也|%|%）式川由式4.4.1與式4.4

15、.2可得/?的表達式b tvc二+q)式4a3 在圖4.2.4所示模型的有效頻率范圍內(nèi)，gm »w c.,因而有式 4.4.4考慮式4.3.3可得b =式 4.4.5i+xqii+qc）由此可得其中式 4.4.6式 4.4.7可見0為具有一個轉折頻率的頻響曲線，稱為共發(fā)射極截止頻率，苒值主要決定于管子的結 構。當a得頻響曲線以-2(w5每十倍頻程的斜率下降，直至增益為時的某一頻率/t為特征頻 率。當f»fh ,由式4.4.6可得a人夂式4.4.8考慮式4.3.3和式4.4.7的關系，上式可表示為fr本（cz,y+qc）式 4.4.9一般故fr= g式 4.4.10特征頻率人

16、是bjt的重要參數(shù)，常在手冊中給出。人的典型數(shù)據(jù)約在1001000mhz之間。值得注意的是，當頻率高于5/p或10/;時，混合7t模型中的電阻可以忽略不計，因而模型屮的成為唯一的電阻，它對管子的高頻響應呈現(xiàn)較大的影響。5共射放大電路的頻率響應在分析共射放大電路圖的頻率響應吋，為方便起見，-般將輸入信號的頻率范圍分為中頻、低 頻和高頻三個頻段。在中頻段時，極間電容因容抗很大而視力開路，耦合電容（或旁路電容）因容 抗很小而視為短路，故不考慮它們的影響；在低頻段，主要考慮耦合電界的影響，此時極間電各仍 視為開路；在高頻段，主要考慮極間電容的影響，此時耦合電容（或旁路電容）仍視為短路；根裾 上述原則，

17、便可得到共射放大電路在各頻段的等效電路，從而得到各頻段的頻率響應。5.1共射放大電路的低頻響應如圖5.1.1所示的單管共射放大電路，在低頻區(qū)主要取決于外接的電容器，如隔直（耦合）電容 和射級旁路電容。首先畫出圖5.1.1的低頻小信號模型，這里的隔直電容及射級旁路電容均保留在電 路中。如圖5.1.2。b h圖 5.1.2根據(jù)低頻等效電路，可出低頻區(qū)#壓增胳的¥式，似晷直接進行h算比較繁瑣,因此需 要做一些合理的近似，是電路進一步簡化。首先假設（/口/）遠大于放大電路本身的肌抗， 以致氏的影響可以忽略不計；其次假設得值足夠大，因而在信號頻率范圍內(nèi)，它的容抗遠小于& 的值，即wcr

18、» 式 5丄1這樣在射級電路，氏可除去只剩下c;,然后把g折算到基極電路，折算后容抗為（1姑）此時基極回路中的總電容為c'chlce(l)cm+ce式 5.1.2對輸出回路基本不存在折算問題，且一般因而c（,的作用可以忽略不計，這樣得到圖5.1.2的簡化電路。并把輸出回路化成電壓源等效電路的形式。巾圖5.1.3的輸出與輸入回路比較rc高通電路，可得avlyjl = . 1)尺“販1v,- rs+rbe 1- vr (r, , x1式 5.1.3fla =式5丄4fl.2 =衣 wrl)式 5.1.5rl應具有兩個轉折頻率/£1和y£2,當二者比值在四倍以上

19、，則取較大的值為放大電路的下限頻率 下曲觀察在仿真實驗中改變電路圖5.1.1中電容的容抗對電路上、下限截止頻率的影響。vcc命 bodeplotter-xbpl i 1.521 kh230.423 dbmodel mdantojephasehorizontalverticalbmiluljlm iluqf 100的i f 5°lio pi .2l* 1controlsreversesave set. 1+ g in -+ out -.；vcchtodebodeplotter-xbpl1.589ltt30.564 dbreverse save set".horizontal5

20、05j phasevertcallininout c ；巾以上仿真可知，隨著c。的改變，電路的下限頻率也隨之改變，而耦合電容(的改變對下限頻率基本沒有影響。這同理論的分析相符合。現(xiàn)將上述電路的參數(shù)、理論得到的下限頻率及仿真實驗 測得的下限頻率進行比較。耦合電容c；(mf )耦合電容c2(mf )旁路電容c；(mf )中頻電壓增益 (db)仿真下限頻率以hz)10101033.4991589101010033.499171.158100101033.49915215.2共射放大電路的中頻響應對于單管共射放大電路，在中頻區(qū)極間電容因容抗很大而視為開路，耦合電容(或旁路電容) 因界抗很小而視為短路，

21、故不考慮它們的影響，此時可得中頻區(qū)單管共射放大電路的小信號模型， 并由此得出屮頻區(qū)的電壓增益表達式。圖 5.2.1v/brs+rbe式 5.2.15.3共射放大電路的高頻響應如圖5.1.1所示的單管共射放大電路，在高頻區(qū)主要収決于管子的極間電容和接線電容等，在電 路中它們與其他支路并朕。首先畫出圖5.1.1的高頻小信號模型，如圖5.3.1。對于圖5.3.1的集電極節(jié)點，按照kcl得畈 vgzwv+ （v,- vz,；）c=o式 5.3.1rc上式中最后一項電流與前兩項電流相比可以忽略，因而可得販v,? gmr vh 式 5.3.2通過電容c&的電流為趿ic =（vb vo）v chc.

22、式 5.3.3由上式可得販1q式 5.3.4由此可知，存在一個等效電容cm =（l + gmc施式5.3.5ciw稱為密勒電容。密勒電容的物理實質(zhì)可以這樣理解，小信號v械產(chǎn)生一個大的輸出電壓販0?販0v,=av v,所以跨越6.兩端的電壓（1-av ）v純，致使通過的電流亦很大，這叫做密勒 效應。根據(jù)密勒效應，可以將圖5.3.1化簡為閹5.3.2。由低通電路的知識可以得到此電路的高頻電壓增益表達式avh = = -i_式 5.3.6v,.尺九其屮 c = c# + cm = c,，e + (1 + qr = (rsrbbefh =(上限頻率)式5.3.7 h rc由以上知識分析可得，當在高頻段

23、時共射級放大電路屮的g,將成力影響電路頻率響應的首要 因素。下面在仿真實驗中進行驗證。vcc巾以上仿真可知，當改變時，即密勒電容發(fā)生變化，共射放大電路的上限頻率發(fā)生變化。具體比較見下表格。r (z:w )屮頻電壓增益 (db)下限頻率a (hz)上限頻率人(mhz)133.4991577237.2851.535.0241544183.009511.622286.7215.3635.4頻率改變對共射放大電路輸出波形的影響之前討論當改變共射放大電路中元件參數(shù)時有可能對電路的頻率響應性能產(chǎn)生影響。在低頻時 巾于耦合電界、旁路電各的影響改變耦合電容、旁路電容的界抗將改變電路的低頻特性，增加或者 降低下

24、限截止頻率，從而影響其通頻帶的寬窄；在商頻時巾于bjt的極間電容、接線電容的影響產(chǎn) 生密勒電容，改變密勒電容的容抗將改變電路的高頻特性，增加或者降低上限截止頻率，從而影響 其通頻帶的寬窄。本段主要討論由于頻率從低到高的變化，對于一定的共射放大電路，其輸出波形必然產(chǎn)生相應 的變化，從而確定其通頻帶，即在哪一頻率范圍內(nèi)付以得到較好的放大電路的波形輸出，使在實踐 允許的失真范圍內(nèi)盡可能擴大其通頻帶，改善頻率響應性能。下面在仿真實驗中通過觀察輸出的波形可以得到在通頻帶范圍a波形基本不變化(主要指峰值 的變化)，而在低頻或高頻范圍內(nèi)輸出波形產(chǎn)生明顯失真。chinnalt*rn«ms ooo c

25、 .424 mso«clllo»cope-xsc 1scale so ms/dlv x position o ly/tj arid i b/achnnala444.532 uv 0.000 v -444.532 uvchnool a scale 200 uv/olvreversesaveext. trlqqerchanool 6 scolc 1oo mv/ova/by position | oacy position o ac ii o (rx-jtriqg«*r edge level typ« sloq. i nnr.田1e5cptu lxt當信號源頻

26、率為100hz吋的輸出波形如下當信號源頻率為1000hz吋的輸出波形如下chonoel a25.442 mv 0.000 v -25.4-i2 mv12-11i-jckanord rscoie 1oo mv/div y position olacjlo_ce3fftovorso_知相ext. trlogertriqqordoe hr"、j ra) 6 ext level |o| vtype siriq. lkqt.feutoj llone.tlmeb-rscole 500 us/div x position o cytflfadd b/a a/bch.nonl a colo 120

27、mv/ov y position |o (acj(_oj(s30»cillo»cope±-xsc 1當信號源頻率為2100hz時的輸出波形如下:hannol b；ole 1o0 mv/divscolc y position oiacj( u l>c1 -)ext. triijfjrl zjtrlqgoredao- |ca3 b jiextlovol o| vlyp _»irwq. nor. iauto noo©char»r>©l_a 3s.722 mv 0.000 v -38.722 mvtlmobocechan

28、nel ascole 2o0 mg/p>vi scole |2o lydtvx position |oy position |oc/si(add b/ajgftffl) &1 u extj當信號源頻率為2400hz時的輸出波形如十*5 a«clllo«copc?-xsc 1t1t2t2timebose200 us/divx position ocbtah a/bchanr»el_akj.z的 mv0.000 v-*0.785 mvchonnol aloo mv/dtvreverses-ivnext. triggorscale |aofv/ptv y

29、position 0y position ofacironfoci > ac .ronfocitriqqeredge | 丨 i |b_cglevel |otype (sirta. j nqchjiraijpti none當信號源頻率為3000hz時的輸出波形如下r>rjllo<<op-xsc i22tl t2 j t2-t7ckarmel b scale1 on mv/ov v position olacjcozr.«?vt!»r!>wext. triggertrlqqeredge |i | j a 1 b ext1 lwvl !ovtype

30、 sloq. nor. auto_j nonechonnelbtlnrtebo seal©ooscle 1*0 mv/orv:-| i. ,-.i. .11 oi v position i o0?7g lttfajlacjcvhichonr»el_a -1.570 mv -3.s03 mv -s.oz3 mvtimo 1.295 c 1.295-240.500 us當信號源頻率為4000hz吋的輸出波形如下22time28.817 ms zo.z4o ms s9.e8o uschonoel a43.764 mv -7.993 mv -51.757 mvtl j t2 12-

31、 11t rlr)qr*r cdoe levelo0»cillo»cop*?-xsc 1tlmnba-ir*scale 11oo us/orvx position oy/tj add b/aka/bgcole 120 mv/div y position acj oy position o ac)i ozilocj -y position o ac oocpjo(-triqger edqe fd level o typo slnq. ntxt. iriaaerje3lejcextjranpji vnono0»cillo»copc-xsc 直575 a<

32、;jd l b/a a/bchannel a scale po riz'ov y position |n ac j o ipc_jch.mrdtime52.731 ns 0.000 s 52.731 nssavotrioutr edge lovelscale 20 mv/drviv/drvscaley position 0y postac o (pc j acj( o (bel jl£jx position o(y/t1 add ) b/a a/bsifkj. i nor當信號源頻率為5000hz時的輸出波形如下timebasescedc 1o0 us/divx positi

33、on o當信號源頻率為5mhz時的輸出波形如卜當信號源頻率為10mhz時的輸出波形如下oscillo»cope-xsc 1channel b11oo mv/oivaclooreversetxt. iriaaeredaolevoltypoi saver i ral e exts，iq. nor.channel ascale 20 mv/div y position oestimebasescole 150 ns/oivx position oadd b/a a/b ojear« i當信號源頻率為100mhz吋的輸岀波形如下9 0»ciho9cop<?-xsc

34、隻t1t212-11timeseal- x position o ?7f1 add f b/a if a/ble 5rns/dtvgcole 120 mv/ov y position |oac(_p_；js3ch.innnl b scale i 1oo mv/divy position oreverse(save j cxt trlogert rioorsrdoe hr- 'i r"l 6 ext lovel丨 o| vtype slnq. 1 nor.fmonel.當信號源頻率為500mhz時的輸出波形如下o鶯clmo*copc-xsc：置time12».4ob

35、ns 125.060 ns -2.sos塵!chonnel aio mv/div1oo mv/div1°iotimebos© sciax position 0rcvoritcsaveext. triggertriaoerfdoe j i co ri cn level oi vtype sina. nor. lautol nonecr>«nn©l_alo.mb mv 167.*»84 uv -18.813 mv當信號源頻率為5ghz時的輸出波形如下<"kr»nnnl a0.000 v 0.000 v 0.000 v

36、ch.trwirjaversetimes 0.000 5 0.000 s 0.000 $savocxt. trlqqeftirnbaseal。200 ps/l>fv x posaloo 0y position | 1.2(ytti add b/a (a/bac( o (oc3scalo 1 mv/divchorw i i scaio1 oo mv/l>ivy poscloo 0 ac) o (oc3trioueredge rr" | ca31 « fcxf levol |o| vtype sinq. nor. i a<ito j none0»cj

37、llo3k；ope-xsc 直t1t2t2-t1tirrws 0.000 » u.uuu s n.nnnackannol breversetirvebase scole 2 ns/dkx position o lv/tj acidchannel achannel btriggeredqo丄1 ral b extscalo 1 mv<oivscole 1oo mv/divy position | 1y position olevel |oi v |(ac ； o lpcjac ilo (dcj-type slop.nor . i acito ) nonechannol_ 0.00

38、0 v u.uuu v n.nno vtxt. iriqqorb/a a/b當信號源頻率為5thz時的輸出波形如下chnnal-0.000 '0.000 :!ext. trlqaertrifjijwredge ijr l 誦level |o| vtypr* sicq. i nnr . i a« itol normtin»wlm3m=«scale 卜 ps/divx position 0tvnj arki b/a a/buv/dtv1oo mv/ov0position6關于共射放大電路的頻率響應的討論電子線路中所遇到的信號往往不是單一頻率，而是具有一定的頻譜

39、，而放大電路中的電抗性元 件，如電容和電感的電抗在不同頻率下是不相同的，因此放大電路的電壓增益將是頻率的函數(shù)。放 大電路對不同頻率正弦信號的穩(wěn)態(tài)響應稱為頻率響應。影響放大電路頻率響應的主要因素就是電路中包含的極間電容、耦合電容、旁路電容、接線電 容等電抗性元件。耦合電容、旁路電容主要影響放人電路低頻段的頻率響應。在放大電路的低頻區(qū)內(nèi)，由于耦合 電容和射級旁路電容的存在，對信號構成了高通電路，即對于頻率足夠高的信號電容相當于短路， 信號幾乎毫無損失的通過；而當信號頻率低到一定程度時，電容的容抗不可忽略，信號將在其上產(chǎn) 生壓降，從而導致放大倍數(shù)的數(shù)值減小且產(chǎn)生超前相移。為了改善單管共射放大電路的低

40、頻特性， 需加大耦合電容及其回路電阻，以增大回路時間常數(shù)，從而降低下限截止頻率。然而這種改善是很 有限的，因此在信號頻率很低的場合，應考慮采用直接耦合方式。在直接耦合放大器屮放大電路的 低頻響應可以不予研究。bjt的極間電容、接線電容是影響高頻段頻率響應的主要因素，主要表現(xiàn)為密勒電容的存在對 高頻段的信號影響。與耦合電各相反，由于半導體管極間電容的存在，對信號構成了低通電路，即 對于頻率信號足夠低的信號相當于開路，對電路不產(chǎn)生影響；而當頻率信號高到一定程度時，極間 電容將分流，從而導致放大倍數(shù)的數(shù)值減小且產(chǎn)生滯后相移。為了改善單管共射放人電路的高頻特 性，需減小e間等效電容q/及其回路電阻，以減小回路時間常數(shù)，從而增大上限截止頻率。但 是當電路參數(shù)及bjt都選定后，