實用高保真低頻功率放大器146頁

1、目錄1 引言12 功放的基礎知識32.1 音響的結構及參數(shù)32.2 放大器的技術指標32.2.1 額定功率32.2.2 頻率響應42.2.3 諧波失真42.2.4 信號噪聲比42.2.5 互調失真52.2.6 阻尼系數(shù)53 方案論證73.1 放大器類型的選擇73.2 脈寬調制器(PWM)83.3 高速開關功率放大電路83.4 濾波器的選擇94 功放電路設計104.1 D類放大器構成原理104.2 電源電路114.3 前置放大器電路124.4 脈寬調制器134.4.1 三角波產生電路144.4.2 比較器的選擇154.5 驅動電路164.6 功率放大級設計174.6.1 MOSFET的選擇174

2、.6.2 半橋結構介紹184.6.3 H橋互補對稱輸出電路194.7 LC濾波器設計214.7.1 額定電流224.8 信號變換電路224.9 保護電路234.9.1 過流保護電路234.9.2欠壓和過熱保護254.10 音效處理電路254.10.1音頻延遲254.10.2 音調控制器264.10.3 均衡器264.10.4 等響度控制器264.10.5 平衡控制274.10.6 LMl040音頻處理274.11 單片機控制電路304.11.1 MAX541的外觀及引腳說明：304.11.2 MAX541的電路連接314.12 降噪器325 系統(tǒng)軟件的設計355.1 系統(tǒng)架構355.2 子程序

3、流程圖356 功放主要性能指標及測量386.1 信噪比測量(S/N或SNR)386.2 功放失真測量方法386.2.1 總諧波失真(THD)386.2.2 總諧波失真噪聲(THD+N)386.2.3 功放THD+N的測量步驟:396.3 功放頻率響應測量方法39總結40附錄A 電路總圖41附錄B 音量控制程序43參 考 文 獻46致 謝47本設計的基本內容是設計一個高保真功率放大器，包括闡述它的功能原理及應用，而功率放大器又分模擬式和數(shù)字式兩種，由于數(shù)字式D類功率放大器具有前沿性和高效性，操作簡單，并且越來越多的新技術被運用于高保真數(shù)字功率放大器，所以高保真數(shù)字功率放大器將會是今后功率放大器發(fā)

4、展的趨勢，因此本課題將主要設計一款高保真數(shù)字功率放大器。 由于D類音頻功率放大器與傳統(tǒng)的模擬功放相比，具有體積小，效率高，低失真，大功率的特點所以具有廣闊的發(fā)展前景。D類音頻功率放大器，由脈寬調制電路、驅動電路、功率輸出電路、濾波電路四部分構成。在本文里，對放大器的各個模塊（包括放大電路、比較器電路、三角波產生電路、驅動電路、功率輸出級電路、過流保護電路、過溫保護電路、欠壓保護電路、檢測和關斷模式控制電路、接口電路等）進行了設計。 本文首先介紹了聲音的基本特性、音響放大器的技術指標、放大器分類和D類放大器的工作原理，接著對D類音頻放大器電路的各個模塊進行了電路設計及測試，并完成了數(shù)字音頻功放的

5、仿真測試工作。關鍵詞： D類放大器，脈寬調制，驅動，功率輸出級 1 引言 低失真，大功率，高效率是對功率放大器提出的普遍要求。模擬功率放大器通過采用優(yōu)質元件，復雜的補償電路，深負反饋，使失真變得很小，但大功率和高效率一直沒有很好的解決。工作在開關狀態(tài)下的D類功率放大器卻很容易實現(xiàn)，大功率，高效率，低失真。傳統(tǒng)的音頻功放工作時，直接對模擬信號進行放大，工作期間必須工作于線性放大區(qū)，功率耗散較大，雖然采用推挽輸出，減小了功率器件的承受功率，但在較大功率情況下，仍然對功率器件構成極大威脅。功率輸出受到限制。此外，模擬功率放大器還存在以下的缺點:電路復雜，成本高。常常需要設計復雜的補償電路和過流，過壓

6、，過熱等保護電路，體積較大，電路復雜。效率低，輸出功率不可能做的很大。D類開關音頻功率放大器的工作基于PWM模式:將音頻信號與采樣頻率比較，經自然采樣，得到脈沖寬度與音頻信號幅度成正比例變化的PWM波，然后經過驅動電路，加到功率MOS的柵極，控制功率器件的開關，實現(xiàn)放大，將放大的PWM送入濾波器，則還原為音頻信號。D類功率放大器工作于開關狀態(tài)，理論效率可達100%，實際的運用也可達80%以上。功率器件的耗散功率小，產生熱量少，可以大大減小散熱器的尺寸，連續(xù)輸出功率很容易達到數(shù)百瓦。功率MOS有自保護電路，可以大大簡化保護電路，而且不會引入非線性失真。對于高電感的揚聲器，在設計電路時，是可以省去

7、低通濾波器(LPF)，這樣可以大大的節(jié)省體積和花費。而且有更高的保真度，這一點，在國外的SV D類功率放大器中已經開始運用，如:TEXAS公司的TPA2002D2。在原設計方案里，采用了集成塊IR2110作為功率驅動部分，靜態(tài)電流較大，功率輸出部分，采用了N溝功率MOS晶體管，及全橋輸出，使得電路中必須有死區(qū)校正電路部分和自舉電容，我們采用了內部邏輯結構為倒相器作驅動，功率輸出級采用對管。去掉了自舉電容和死區(qū)校正。使得調制頻率可以大大提高，為我設計的高保真低頻功率放大器提供了切實可行的后級電路方案。我設計的功率放大器前端是數(shù)字信號處理部分，可以直接與數(shù)字音頻設備的輸出端相連，后端直接就是驅動與

8、功率放大，實現(xiàn)了數(shù)字化功率放大器。大大減少了由于系統(tǒng)反復多次A/D，D/A轉換帶來的損失和失真提高了系統(tǒng)的綜合性能。而且體積小，重量輕，省能耗，而且無需加反饋。最終我可以實現(xiàn)高保真功率放大器的單片集成。 近年來，國外的公司對D類功率放大器進行了研究和開發(fā)，提出了一些方案，但是尚存在了較大的難度，由于采用PWM方式，為了提高音質，降低失真，必須提高調制頻率，但是在較高頻率下，會產生一定的問題，同時，D類功率放大器對器件的要求較高，不利于降低成本。2 功放的基礎知識2.1 音響的結構及參數(shù)結構前置放大器和功率放大器，前置放大器承擔控制任務為主，對各種節(jié)目源信號進行選擇和處理，對微弱信號放大到0.5

9、1.0V，進行各種音質控制，以美化音色。功率放大器，承擔放大任務，是將前置放大器輸出的音頻信號進行功率放大，以推動揚聲器發(fā)聲。有電壓放大，電流放大，要求是宏亮而不失真。前置控制驅動功放輸入圖2.1 音響結構框圖參數(shù)81輸入靈敏度：800mV；2效率：90%以上；3信噪比：90dB以上；4頻率響應：20HZ20kHZ；5諧波失真：0.1%（8負載，1kHZ1W）；6輸出功率：18W（8阻抗）；7帶載能力：（28）。2.2 放大器的技術指標 評價一個功放系統(tǒng)或設備是否符合高保真要求，一般應采用主觀聽音評價和客觀指標測試相結合的方式來進行，并以客觀測試指標為主要依據(jù)。因為采用儀器測試設備的性能指標能

10、得到很直觀的可供參考比較的定量結果，無疑是最科學而值得信賴的。音頻功放的技術指標，主要包括輸出功率、頻率特性、信噪比、阻尼特性、瞬態(tài)響應以及非線性失真等。其中，輸出功率、頻率特性、信噪比和阻尼特性等，通常稱為靜態(tài)特性指標，它們是用穩(wěn)態(tài)信號測量的。而瞬態(tài)特性和非線性失真等，則稱為動態(tài)特性指標，它們是用非穩(wěn)態(tài)信號測量確定的。2.2.1 額定功率 音響放大器輸出失真度小于某一數(shù)值(r<1%)的最大功率稱為額定功率，表達式；Po= Uo2/RL 式(2-1) Uo為負載兩端的最大不失真電壓，RL為額定負載阻抗。 測量條件如下：信號發(fā)生器輸出頻率為1kHz，電壓Ui=20mV正弦信號。功率放大器的

11、輸出端接額定負載電阻RL(代替揚聲器)，輸入端接Ui，逐漸增大輸入電壓Ui；直到Uo的波形剛好不出現(xiàn)諧波失真(r<1%)，此時對應的輸出電壓為最大輸出電壓。測量后應迅速減小Ui，以免損壞功率放大器11。2.2.2 頻率響應 音頻功放的頻率特性，是反映它對不同信號頻率放大能力的物理量。通常采用輸出電平隨頻率變化的關系曲線來描述。指的是振幅頻率特性，習慣上稱為幅頻特性或頻率響應(簡稱為頻響)。 在說明音頻功放的頻率特性時，有兩點必須明確給出。即：一是有效頻率范圍。頻率范圍，20Hz20kHz全面反映出該功放的頻率特性指標。對于音頻功放的頻率特性指標而言，其有效頻率范圍越寬，且在該頻率范圍內相

12、對參考電平的不均勻度越小。則說明該音頻功放的頻率特性指標就越好。放大器的電壓增益相對于中音頻fo (1kHz)的電壓增益下降3dB時所對應的低音音頻fL和高音音頻fH稱為放大器的頻率響應。測量條件如下：調節(jié)音量控制器使輸出電壓約為最大輸出電壓的50%輸入端接音調控制器，使信號發(fā)生器的輸出頻率從20Hz20kHz.(保持Ui=20mV不變)測出負載電阻上對應的輸出電壓Uo。2.2.3 諧波失真諧波失真是指信號通過音頻設備后，新增加的諧波成分。它是原信號波形中沒有的波形變化，是不希望發(fā)生的。其值以新增加的諧波成分的均方根值與原信號電壓的均方根值的百分比來表示。即：式中 Ul 正弦波基波電壓有效值;

13、U2 ,U s. Un 2次、3次、n次諧波電壓有效值。諧波失真是電路或器件工作時的非線性引起的。高保真放大器的諧波失真一般應控制在0.05以下，目前許多優(yōu)秀的放大器失真度均可達到0.01。降低放大器諧波失真度的措施有： 施加適量的電壓或電流負反饋。 選用fT較高、線性好的放大器件。 盡可能提高各級對管參數(shù)的一致性或對稱性。 采用甲類放大，選用優(yōu)秀的電路，如雙差分放大、全互補輸出或全對稱、全百補電路等。 2.2.4 信號噪聲比 信號噪聲比12(S/N)指信號通過音頻設備后增加的各種噪聲(如低頻呼聲、感應交流聲、嘀嘀聲等)與指定信號電平的dB差值，或信號幅度與噪聲幅度之比，其值常用分貝表示，有時

14、也以重放設備輸出的絕對噪聲電壓或電平值來表示，這時標為噪聲電平?，F(xiàn)代高保真后級功放的S/N一般能達到90dB以上，問題不會很突出。我們知道，多級放大器的S/N主要取決于第一級，故在系統(tǒng)中，我們要著重提高前級或前置放大器的S/N。由于影響S/N的因素很多，提高S/N便顯得很棘手，有時費了九牛二虎之力，能使之提高兩三個dB已屆戰(zhàn)果輝煌。而人耳對噪聲又很敏感，所以提高S/N往往成為設計及制作的主攻目標。雖然因素很多，但也不是無章可循，除了器件本身的噪聲以外、放大器噪聲的來源概括起來主要有三個途徑：電源干擾、空間干擾和地線干擾。只要從以下幾個方面人手，S/N一般便可達到令人滿意的水平。適當降低信號源的

15、輸出內阻。合理設定前級或前置放大器的增益，避免使之過大，能滿足系統(tǒng)增益要求略有富余便可，這在業(yè)余制作時往往被忽略。 使用高性能的穩(wěn)壓電源供電。各放大級盡可能單獨或并聯(lián)供電(即各級電源端經一只隔離電阻直接與電源連接，并加接退耦電容)。嚴格區(qū)分模擬地線與數(shù)字地線，各級地線分別定線，一點接地。機殼的接地點應通過試驗確定。合理布線、使輸入信號引線盡可能短。超過4cm長的均應使用屏蔽線，屏蔽層單端接地，各電位器、開關外殼也應可接地小信號放大電路板應遠離電源變壓器。2.2.5 互調失真互調失真是指兩個不同頻率的信號通過放大器后或經揚聲器發(fā)聲時互相調制而產生的和頻與差頻以及各次諧波組合產生的和頻與差額信號，

16、這些新增加的頻率成分構成的非線性失真叫做互調失真，通常以此非線性信號的均方根值占原來較高頻率信號振幅的百分比來表示。瞬態(tài)互調失真的計算方法： 式中 Un-額定負載電阻上各互調分量II2士nflI電 壓的有效值;Us-額定負載電阻上15KH2正弦波的電壓有效值;n-1，2，3正整數(shù)。降低失真的措施有：采用電子分頻方式、限制放大器或揚聲器的工作頻帶。在放大器輸入端加裝高通濾波器，切除20Hz以下的無用信號。選用線性好的功率管和電路結構。2.2.6 阻尼系數(shù) 阻尼系數(shù)(DF)是功放額定輸出阻抗(取揚聲器的輸入阻抗)與功放輸出內阻的比值。D=Rs/(Ri+Rl)。式中Rs-揚聲器阻抗，單位為;Ri-功

17、 放 輸 出內阻，單位為:Rl-功放與揚聲器之間連接導線的電阻，單位為它揭示了揚聲器的電阻尼狀態(tài)。其值應視揚聲器的放聲表現(xiàn)而定，低音偏干為阻尼過大，尾音過長是阻尼過小。改善的方法一般有： 用直流電阻小的喇叭線可使阻尼變大；反之則變小。但這種方法的調整量有限。與低音揚聲器串聯(lián)的分頻電感線圈的線徑，可使阻尼變大，反之則變小。其調整量也是有限的。3 方案論證3.1 放大器類型的選擇方案一： A類放大器(Class A Amplifier) A類放大器，圖3.1。晶體管總是處于導通狀態(tài)，也就是說沒有信號輸入時，晶體管也有輸出功率，因此晶體管會變得很熱，大部分功率都浪費在了產生熱量上。盡管其效率很低(約

18、20%)，但精度非常高。 圖3.1 A類放大器 圖 3.2 AB類放大器方案二： B類放大器(Class B Amplifier) B類放大器采用兩只晶體管，每只晶體管工作半個周期，一只晶體管工作于輸入信號的正半周，另一只晶體管則工作于輸入信號的負半周。因此在理論上兩只晶體管不會在同一時間內導通。在沒有輸入的情況下，兩只晶體管均處于截止狀態(tài)且無輸出功率，故而其效率高于A類放大器。不過由于晶體管都需要一定的開通時間，因此在兩只管子交替過程中輸出端存在一個短暫的無輸出功率狀態(tài)。這個無功率區(qū)域稱為交越區(qū)，這就造成了相對較大的信號交越失真。所以B類放大器雖然具有很好的效率，但同時精度也不高。 方案三：

19、AB類放大器(Class AB Amplifier) AB類放大器與B類放大器非常相似，見圖3.2，但由于AB類放大器增加了兩個消除交越區(qū)的二極管，可使兩只晶體管在同一時刻導通，因而其性能有所改善。AB類放大器的效率(約為50%)不如B類放大器高，因為其兩只晶體管可在同一時刻導通，但精度得到了提高，因此常作為音頻放大器使用。 方案四：D類放大器 D類放大器與上述放大器不同，其工作原理基于開關晶體管，可在極短的時間內完全導通或完全截止。兩只晶體管不會在同一時刻導通，因此產生的熱量很少。這種類型的放大器效率極高(95%左右)，在理想情況下可達100%，而相比之下AB類放大器僅能達到78.5%。不過

20、另一方面，開關工作模式也增加了輸出信號的失真。 D類放大器的高效率使之非常適用于掌上電腦和MP3播放器等便攜設備。D類放大器并非剛剛出現(xiàn)，但近年來半導體器件技術的進展引發(fā)了人們開發(fā)D類放大器的熱情。本文討論了一種D類音頻放大器的基本設計，利用仿真軟件對電路進行了仿真。作為設計過程的一部分，對該放大器的理論工作過程進行了分析，并對其進行了實驗室物理測試。通過對比仿真和實驗結果給出了一些值得關注的結論。 表3.1 輸出功率比較輸出功率（W）D類音頻功率放大器AB類模擬音頻功率放大器效率（%）熱功耗（W）效率（%）熱功耗（W）72972722636961.55036比較以上四個方案的優(yōu)缺點和實現(xiàn)難易

21、程度及聯(lián)系實際條件，我們決定使用方案四，本文設計了一個能為揚聲器提供電壓輸出的放大器。理論上，該放大器應該可以通過所有音頻帶寬內(20Hz至20kHz)的信號，在所有頻率上增益保持不變，同時總諧波失真不超過1%。能夠完成所有要求的功能，而且容易實現(xiàn)。3.2 脈寬調制器(PWM) 方案一：可選用專用的脈寬調制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實現(xiàn)。 方案二：采用圖3.1所示方式來實現(xiàn)。三角波產生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現(xiàn)靈活，便于調試。若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。 3.3 高速開關功率放大電路 輸出方式： 方案一：

22、選用推挽單端輸出方式(電路如圖3.4所示)。電路輸出載波峰峰值不可能超過5V電源電壓，最大輸出功率遠達不到題目的基本要求。圖3.4 高速開關電路方案二：選用H橋型輸出方式(電路如圖3.5所示)。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰峰值可達10 V，有效地提高了輸出功率，且能達到題目所有指標要求，故選用此輸出電路形式。圖3.5 高速開關電路開關管的選擇。為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導通電阻、低損耗。 方案一：選用晶體三極管。晶體三極管需要較大的驅動電流，并存在儲存時間，開關特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關過程中的損耗較大。 方案二：選用

23、VMMOSFET管。VMOSFET管具有較小的驅動電流、低導通電阻及良好的開關特性，故選用高速VMOSFET管。3.4 濾波器的選擇 方案一：采用兩個相同的二階巴特沃斯(Butterworth)低通濾波器。缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。方案二：采用兩個相同的四階巴特沃斯(Butterworth)低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上的高頻載波電壓進一步得到衰減。 464 功放電路設計4.1 D類放大器構成原理D類放大器的電路共分為三級：輸入開關級、功率放大級以及輸出濾波級。在D類放大器中，比較器的輸出與功率放大電路相連，功放電路采用金屬氧化物場效應管10(MOSFET)替

24、代雙極型晶體管(BJT)，這是由于前者具有更快的響應時間，因而適用于高頻工作模式。D類放大器需要兩只MOSFET，它們在非常短的時間內可完全工作在導通或截止狀態(tài)下。當一只MOSFET完全導通時，其管壓降很低；而當MOSFET完全截止時，通過管子的電流為零。兩只MOSFET交替工作在導通和截止狀態(tài)的開關速度非常快，因而效率極高，產生的熱量很低，所以D類放大器不需要散熱器。在D類放大器中，音頻信號與開關頻率遠高于音頻范圍的鋸齒波進行比較，產生一個與鋸齒波等周期的脈寬調制(PWM)方波。這個脈寬信號代表音頻信號的一個樣本。然后，PWM方波及其反相信號驅動MOSFET輸出級(通常為H橋)，產生經過放大

25、的方波采樣信號。最后，該采樣信號由低通濾波器濾波之后，重新生成經過放大的音頻信號。 由于MOSFET門電容的存在，提高開關頻率將在輸出級引起更大的損耗，但由于更高的開關頻率可以提高PWM調制器的有效分辨率(與-調制器的過采樣過程非常相似)，提高開關頻率也能帶來了一些好處，例如，可降低對輸出濾波的要求，提高音頻信噪比(SNR)。利用噪聲整形技術可以進一步提高性能。信號經D類放大器中的功放級之后通過一個低通濾波器來恢復原始信號，一個簡單的LC濾波器可以將PWM信號復原為具有一定失真的模擬信號波形，與濾波器相連的是一個模擬揚聲器的8電阻。 由于大多數(shù)音頻信號不是脈沖串，因此必須包括一個調制器將音頻輸

26、入轉換為脈沖信號。脈沖的頻率成分包括需要的音頻信號和與調制過程相關的重要的高頻能量。經常在輸出級和揚聲器之間插入一個低通濾波器以將電磁干擾（EMI）減至最小，并且避免以太多的高頻能量驅動揚聲器。為了保持開關輸出級的功耗優(yōu)點，要求該濾波器是無損的（或接近于無損）。低通濾波器通常采用電容器和電感器，只有揚聲器是耗能元件。一般的脈寬調制D類功放的原理圖如圖4.1所示。圖4.2為工作波形示意，其中(a)為輸入信號；(b)為鋸齒波與輸入信號進行比較的波形；(c)為調制器輸出的脈沖(調寬脈沖)；(d)為功率放大器放大后的調寬脈沖；(e)為低通濾波后的放大信號。圖4.1 D類放大器的工作原理圖4.2 D類放

27、大器的工作波形示意圖簡而言之，D類放大器由3個主要部分組成：PWM、功率放大電路以及低通濾波器，這3個部分連接在一起就構成了D類放大器。4.2 電源電路音響設備一般使用單相交流市電。其電源部分通常由電源變壓器和整流濾波電路構成，要求較高的還要另加穩(wěn)壓電路。交流市電經變壓器降壓或升壓后，通過整流器變?yōu)槊}動直流電的過程稱為“整流”。但整流后的脈動直流電仍含有大量的交流成分，須經過電容、電感、電阻或三極管構成的濾波電路濾除交流成分，使之變?yōu)椴y系數(shù)很小的平滑直流電，方可供音響設備使用，這個過程稱為“濾波” 。整流濾波電路用于功率放大器一般是沒什么問題的，但如果用來直接為前置放大器或其他小信號放大器供

28、電，其波紋系數(shù)偏大，會影響放大器的信噪比指標。所以高質量的前置放大器等小信號放大器，一般都要采用穩(wěn)壓電源供電，即主整流濾波電路的輸出電壓經一個穩(wěn)壓電路穩(wěn)壓之后，再供放大器使用。這樣，所輸出的直流電壓不僅波紋系數(shù)更小，而且相當穩(wěn)定，不會受負載電流和市電變化影響，使放大器的信噪比和穩(wěn)定性大大提高。本設計采用下面的開關電源。圖4.3 開關電源電路4.3 前置放大器電路 如圖4.4所示。設置前置放大器，可使整個功放的增益從120連續(xù)可調，而且也保證了比較器的比較精度。當功放輸出的最大不失真功率為1W時，其8上的電壓VP-P=8V，此時送給比較器音頻信號的VP-P值應為2V，則功放的最大增益約為4（實際

29、上，功放的最大不失真功率要略大于1W，其電壓增益要略大于4）。因此必須對輸入的音頻信號進行前置放大，其增益應大于5。 前置放大仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運放TLC4502，組成增益可調的同相寬帶放大器。選擇同相放大器的目的是容易實現(xiàn)輸入電阻Ri10k的要求。同時，采用滿幅運放可在降低電源電壓時仍能正常放大，取V+=VCC/2=2.5V，要求輸入電阻Ri大于10k，故取R1=R2=51k，則Ri=51/2=25.5k，反饋電阻采用電位器R4，取R4=20k，反相端電阻R3取2.4k，則前置放大器的最大增益Av為圖 4.4 前置放大器電路調整R4使其增益約為 8，則整個功放的電壓增益從 032 可

30、調?？紤]到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值Vom<2.5V，取Vom=2.0V，則要求輸入的音頻最大幅度Vim<(Vom/AV)=2/8=250mV。超過此幅度則輸出會產生削波失真。 4.4 脈寬調制器 D類放大器調制器可以有多種方法實現(xiàn)，擁有大量的相關研究和知識產權支持。所有的D類放大器調制技術都將音頻信號的相關信息編碼到一串脈沖內。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相聯(lián)系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號脈沖和無用的（但無法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因為在時域內波形的總功率是相同的，并且時域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大。在有些方案中，低

31、噪聲本底之上有高能量音調，而在其它方案中，能量經過整形消除了高能量音調，但噪聲本底較高。 最常用的調制技術是脈寬調制6（PWM）。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或諧波進行比較。這在載波頻率條件下產生一串脈沖。在每個載波周期內， PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大的正輸入，占空比接近100%，對于大的負輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，就會發(fā)生全調制，這時脈沖串停止開關，占空比在具體周期內為0%或100%。 PWM之所以具有吸引力是因為它在PWM載波頻率條件下

32、允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調制器在達到幾乎100%調制情況下也是穩(wěn)定的，從原理上允許高輸出功率，達到過載點。 最近已經開發(fā)出自振蕩放大器。這種放大器總是包括一個反饋環(huán)路，以環(huán)路特性決定調制器的開關頻率，代替外部提供的時鐘。高頻能量經常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優(yōu)良的音質，但該環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其它開關電路同步，也很難連接到無須先將數(shù)字信號轉換為模擬信號的數(shù)字音頻源。 4.4.1 三角波產生電路該電路我們采用滿幅運放TLC4502及高速精密電壓比較器LM311來實現(xiàn)(電路如圖4.5所示)。TLC4502不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下

33、滿幅輸出，既保證能產生線性良好的三角波，而且可達到發(fā)揮部分對功放在低電壓下正常工作的要求。 載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實現(xiàn)，選擇150 kHz的載波，使用四階Bultterworth LC濾波器，輸出端對載頻的衰減大于60dB，能滿足設計的要求，所以我們選用載波頻率為150 kHz。 電路參數(shù)的計算：在5V單電源供電下，我們將運放5腳和比較器3腳的電位用R8調整為2.5 V，同時設定輸出的對稱三角波幅度為1 V(VP-P2V)。若選定R10為100 k，并忽略比較器高電平時R11上的壓降，則R9的求解過程如下：取R9為39 k。圖4.5 三角波產生電路 選定工作頻率為f=1

34、50 kHz，并設定R7+R6=20k，則電容C3的計算過程如下: 對電容的恒流充電或放電電流為則電容兩端最大電壓值為其中T1為半周期，T1=T/2=1/2。Vc4的最大值為2V，則取C4=220 pF，R7=10k，R6采用20 k可調電位器。使振蕩頻率在150 kHz左右有較大的調整范圍。 4.4.2 比較器的選擇 比較器需要能夠提供正極性輸出和負極性輸出，一個理想的比較器還要能夠在兩種電平之間快速地翻轉。但比較器的結構決定了它的開通和關斷時間，因此不可能從高電平到低電平進行瞬間的轉換。如果翻轉時間不夠快，比較器的輸出電壓就會處于高低電平之間，從而無法導通或截止MOSFET，而當PWM信號

35、恢復為模擬波形時，信號就會出現(xiàn)失真。為減小失真，比較器必須具有低的傳播延遲時間，進而有助于加快開關速度并提高工作頻率。 比較器采用三級放大，第一級是差分輸入級將雙端變單端輸出，兩只N溝MOS管作電流源負載，第二級為CMOS共源放大器，第三級是推挽式的CMOS單級放大器，即普通的CMOS倒相器，由于采用CMOS倒相器作輸出級，所以能達到滿幅度輸出，高電平Vod=Vim，低電平相等。通常，電壓比較器在開環(huán)條件下工作，因此不需要考慮放大器閉環(huán)穩(wěn)定工作的頻率補償問題選用LM311精密、高速比較器，電路如圖4.6所示，因供電為5V單電源，為給V+=V-提供2.5V的靜態(tài)電位，取R12=R15，R13=R

36、14，4個電阻均取10 k。由于三角波Vp-p=2V，所以要求音頻信號的Vp-p不能大于2V，否則會使功放產生失真。圖4.6比較器電路4.5 驅動電路 如圖4.7所示。將 PWM 信號整形變換成互補對稱的輸出驅動信號，用 CD40106 施密特觸發(fā)器并聯(lián)運用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補對稱式射極跟隨器驅動的輸出管，保證了快速驅動。驅動電路晶體三極管選用2SC8050和2SA8550對管。圖 4.7 驅動電路4.6 功率放大級設計D類放大器與上述放大器不同，其工作原理基于開關晶體管，可在極短的時間內完全導通或完全截止。兩只晶體管不會在同一時刻導通，因此產生的熱量很少。這種類型

37、的放大器效率極高(95%左右)，在理想情況下可達100%。在本D類放大器設計中，功放電路采用金屬氧化物場效應管(MOSFET)替代雙極型晶體管(BJT)，這是由于前者具有更快的響應時間，因而適用于高頻工作模式。D類放大器需要兩只MOSFET，它們在非常短的時間內可完全工作在導通或截止狀態(tài)下。當一只MOSFET完全導通時，其管壓降很低；而當MOSFET完全截止時，通過管子的電流為零。兩只MOSFET交替工作在導通和截止狀態(tài)的開關速度非?？欤蚨蕵O高，產生的熱量很低。該設計的主要目的在于實現(xiàn)對D類放大器的分析和測試，不需要很高功率的輸出，但效率和失真是研究的重點。因此需要選擇能降低噪聲并提高效

38、率的器件。4.6.1 MOSFET的選擇 在功放中要達到高性能的關鍵因素是功率橋電路中的開關。在開關過程中產生的功率損耗、死區(qū)時間和電壓、電流瞬時毛刺等都應該盡可能的最小化來改善功放的性能。因此，在這種功放中開關要做到低的電壓降，快速的開關時間和低雜散電感。因為MOSFET開關速度很快，對于數(shù)字功放它是我最好的選擇。它是一個多數(shù)載流子器件，相對于BJT它的開關時間比較快，因而在功放中有比較好的效率和線性度。而MOSFET的選擇是基于功放規(guī)格而定。當MOSFET完全導通時，漏極和源極之間會出現(xiàn)阻抗(RDS)。對于兩個并列連接的MOSFET來說，兩只管子具有相同的導通阻抗非常重要，否則輸出電壓就不

39、會對稱從而導致非周期性的輸出功率為提高效率，建議RDS小于200m。 4.8 MOSFET的導通特性 用于設計的MOSFET是國際整流器(International Rectifier)公司的IRF1201。查相關參數(shù)表，這兩種器件的RDS值均為0.20。在低壓實驗中，IRF120柵極充電小于20nF。此外具有最大100V的VDS，并可提供10A左右的電流，完全可以滿足本設計的需要。 4.6.2 半橋結構介紹D類放大器的兩只MOSFET若采用半橋連接結構，一只是N溝道MOSFET (NMOS)，另一只是P溝道MOSFET(PMOS)。為使MOSFET完全導通，它必須工作在飽和狀態(tài)。對于NMOS

40、管，柵源電壓(VGS)必須高于閾值電壓(VT 3V)。由于MOSFET在電阻區(qū)域內的VGS電壓可能在3至4V之間，因此VGS最好選為5V。當VGS為5V時，MOSFET相當于短路，沒有管壓降，電源電壓全部加在電阻上；當VGS低于VT時，MOSFET截止，相當于開路，電阻中沒有電流，電源電壓全部加在MOSFET上(如圖4.9)。對于一個PMOS管，VT為負壓(VT -3V)，此時為使MOSFET導通，VGS必須比VT更低(VGS -5V)。截止時VGS則需要高于VT(VGS>VT)，如圖4.10所示。 圖4.9 NMOS 圖4.10 PMOS基于上述原理，NMOS管和PMOS管的連接方式如

41、圖4.11所示。當柵極輸入為高電平(VGS5V)時輸出為低電平；當柵極輸入為負電平(VGS-5V)時輸出為高電平。比較器的輸出(即MOSFET的輸入)應為兩種電壓以確保NMOS和PMOS管能夠完全導通或截止。圖4.11 半橋連接4.6.3 H橋互補對稱輸出電路 對MOSFET的要求是導通電阻小，開關速度快，對濾波器的要求是上限，得到了一組較佳的參數(shù)：L1=22H，L2 小。因輸出功率稍大于1W，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅動的對管，IRFD120和IRFD9120 VMOS對管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。實際電路如圖4.12所示?；パaPWM開關驅動信號交替開

42、啟Q5和Q8或Q6和Q7，分別經兩個4階巴特沃斯(Butterworth)濾波器濾波后推動喇叭工作。圖4.12 H 橋互補對稱輸出及低通濾波電路功率橋的設計依賴于放大器的期望輸出功率。例如，目前市面上已經有帶耳機驅動器的D類放大器IC，以及帶揚聲器驅動器的D類放大器IC，輸出級設計是這些配置的主要差別之一。為驅動揚聲器而設計的放大器可以提供從低于1瓦到高達數(shù)瓦的輸出功率，且無需散熱器。利用這些IC，可以為從便攜式媒體播放器(PMP) 到游戲控制臺和一些LCD TV等許多消費電子應用提供單芯片解決方案。對于上述大部分應用(特別是手持產品)來說，單芯片方案是不可缺的。但為獲得非常高的輸出功率，可以

43、把D類調制器IC與采用快速開關型功率MOSFET的外部輸出級相結合。它們可以采用分立元件，也可以集成在一個單獨的IC中。調制器必須提供一個相配的前置驅動器，而輸出級MOSFET必須針對數(shù)字音頻操作而經過優(yōu)化設計。功率MOSFET的導通電阻會發(fā)熱并降低功率效率，因此該電阻應盡可能小。為盡量減少用來驅動MOSFET的電平轉換器中的功率消耗和發(fā)熱，還應減小MOSFET門電容。出于同樣的考慮，減小電平轉換器的輸入電容也很重要。門電容高也將導致RC延遲，最終降低晶體管的開關速度。 一個不太明顯的潛在問題是晶體管之間開關特性的匹配。例如，如果一個NMOS器件的導通速度比其對應PMOS器件的關斷速度快得多，

44、那么兩個器件的導通時間可能會在信號邊緣出現(xiàn)一小段重疊。當兩個器件同時導通時，電源本質上是短路的，導致功率效率降低，熱耗散增加，并且有可能使電源電壓驟降而造成音頻信號失真。為保持信號完整性，輸出級(功率MOSFET和電平轉換器)的開關延遲應該小于最小PWM脈沖寬度。 有一些廠商提供可直接連接到D類調制器IC輸出端的集成式輸出級。這些通常每個通道包含4個匹配的功率MOSFET的輸出級也能完成PWM信號的電平變換：將放大器輸出端的電壓轉換成能夠控制功率器件的更高電壓。 4.7 LC濾波器設計 為了節(jié)省成本和PCB面積，大多數(shù)D類放大器的LC濾波器采用二階低通設計。圖4.13示出一個差分式四階LC濾波

45、器。揚聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚聲器阻抗有時近似于簡單的電阻，但實際阻抗比較復雜并且可能包括顯著的無功分量。要獲得最佳濾波器設計效果，設計工程師應當總是爭取使用精確的揚聲器模型。 常見的濾波器設計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對于高達20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）響應（以達到最大平坦通帶）。對于常見的揚聲器阻抗以及標準的L值和C值，下表給出了標稱元器件值及其相應的近似巴特沃斯(Butterworth)響應：表4.1 電感L（H）電容C（F）揚聲器電阻（）

46、帶寬-3-dB（kHz）101.2450151641220.68841如果設計不包括揚聲器反饋，揚聲器THD會對LC濾波器元器件的線性度敏感。D類音頻放大器中LC濾波器的截止頻率fc。截止頻率應高于音頻帶寬，此外由于濾波器的功能是將PWM信號復原為原始信號，因此fc需要根據(jù)放大器的開關頻率而定，放大器的開關頻率應等于三角波的頻率(fT)。因此fc和fT是相關的，兩者均對輸出的總諧波產生影響。 對于輸入信號，最低的諧波頻率在fT至2fs之間。fs為20kHz時，為將失真降至最低，需要fT 2fS >> fS，因此理想的FT應為600kHz。不過由于電磁干擾，更加實用的fT值可以是30

47、0kHz。fT給定之后，就需要確定fc。為盡量減小輸出端總的紋波，fC必須小于fT。因此fc理論上應為20kHz。此外fc對輸出信號的相移產生影響，高頻率的fc會減小相移，而低頻的fc會增大相移。對于LC濾波器，通常在10kHz以上的頻率才會產生相移并帶來微秒級的延遲。對此許多研究人員還存有爭議，但相移的重要性僅僅在于由聽眾所決定的知覺問題。 基于上述理由，設計人員必須在相移和紋波之間作出選擇。本設計中，相移是被考慮的對象。電感值越高則相移越大，但另一方面又減小了總的紋波噪聲；電容越大同樣能減小紋波，但無助于減小相移。圖4.13 LC濾波器4.7.1 額定電流選用磁芯的額定電流應當大于期望的放

48、大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會發(fā)生磁性飽和，導致電感急劇減小，這是我們所不期望的。 通過在磁芯周圍繞線而形成電感器。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長度相關的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于全橋和揚聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應當使用較粗的繞線或選用要求繞線匝數(shù)較少的其它金屬材質的磁芯以提供需要的電感。 最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響EMI，正如上面所提到的。 本電路采用4階巴特沃斯(Butterworth)低通濾波器。對濾波器的要求是：上限頻率20 kHz，在通頻帶內特性基本平坦。 采用了電子工作臺(EWB)軟件進行仿真

49、，從而得到了一組較佳的參數(shù)：L1=22H，L2 =47H，C1=l.68H，C2=1H。19.95 kHz處下降2.464 dB，可保證20 kHz的上限頻率，且通帶內曲線基本平坦；100 kHz、150 kHz處分別下降48 dB、62 dB，完全達到要求。 4.8 信號變換電路電路要求增益為 1，將雙端變?yōu)閱味溯敵?，運放選用寬帶運放 NE5532，電路如圖 4.14 所示。由于對這部分電路的電源電壓不加限制，可不必采用價格較貴的滿幅運放。由于功放的帶負載能力很強，故對變換電路的輸入阻抗要求不高，選Rl=R2=R3=R4=20k。其增益為Av=R3/R1=20/20=1，其上限頻率遠超過20

50、kHz的指標要求。圖4.14 信號變換電路4.9 保護電路4.9.1 過流保護電路如果輸出級和揚聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導通電阻狀態(tài)不會出現(xiàn)問題，但如果這些結點不注意與另一個結點或正、負電源短路，會產生巨大的電流。如果不經核查，這個電流會破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡單保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關斷。在比較復雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時允許放大器連續(xù)工作而無須關斷。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關斷。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現(xiàn)暫時的大瞬態(tài)電流時保持放大器安

51、全工作。特點:過流保護電路是用來防止大電流對功率管的損害。 過流保護電路由跟蹤電路，比較器電路構成。 跟蹤電路由寬長比遠遠小于功率管的寬長比的管子串聯(lián)小的取樣電阻構成。過流保護電路的實現(xiàn) 對于D類放大器的全橋式輸出級，每個晶體管都有電流限制，輸出端的短接和非常大的輸入信號都可能產生非常大的電流，從而造成對放大器和揚聲器的損害。 典型的防止方法是使用保險絲，接在電源和晶體管之間，過流時，在損害到達放大器之前，保險絲熔斷，從而斷開電源的連接，但是，下一次使用時，必須替換保險絲，顯得繁瑣。 另一種方法是在傳統(tǒng)的D類放大器中使用的，它通過用電阻代替保險絲與晶體管串聯(lián)，并監(jiān)視電阻兩端的電壓，當超過預先指

52、定的限制時，關斷放大器。此方法提供了比較精確的過流調整點且容易從過流的情況下恢復，信號通路上的電阻在通常工作時增加了功耗，減少了整個放大器的效率。 本設計提出了高效率的過流保護電路去防止短路，它就是監(jiān)視晶體管輸出橋的電流的跟蹤電路，包括電流鏡和比較器電路，電流鏡是跟輸出橋的晶體管并聯(lián)的比例晶體管，且比例晶體管的比例因子非常小，以便流過跟蹤電路的電流非常小，跟蹤電流流過小的取樣電阻而在其兩端產生的電壓送到比較器電路，通過使跟蹤電流和取樣電阻都比較小，電路的功率消耗減少。當取樣電阻兩端的電壓超過了預先設置的參考電壓，比較器電路產生短路信號從而關斷放大器。短路(或過流)保護電路的原理電路如圖4.15

53、所示。0.1過流取樣電阻與 8負載串聯(lián)連，對0.1電阻上的取樣電壓進行放大（并完成雙變單變化）。電路由U1B組成的減法放大器完成，選用的運放是NE5532。R6與R7調整為11 k，則該放大器的電壓放大倍數(shù)為圖4.15 短路保護電路經放大后的音頻信號再通過由D1、C2、R10組成的峰值檢波電路，檢出幅度電平，送給由LM393 組成的電壓比較器“+”端，比較器的”-”端電平涉足設置為5.1V，由R12 和穩(wěn)壓管D6組成，比較器接成遲滯比較方式，一旦過載，即可鎖定狀態(tài)。正常工作時，通過0.1上的最大電流幅度Im=5/(8+0.1)=0.62A，0.1上的最大壓降為62mV。經放大后輸出的電壓幅值為

54、Vim×AV=62×513.2V，檢波后的直流電壓稍小于此值，此時比較器輸出低電平，Q1截止，繼電器不吸合，處于常閉狀態(tài)，5V電源通過常閉觸點送給功放。一旦8負載端短路或輸出過流，0.1上電流、電壓增大，經過電壓放大、峰值檢波后，大于比較器反相端電壓(5.1V)，則比較器翻轉為高電平并自鎖，Q1導通，繼電器吸合，切斷功放5V電源，使功放得到保護。要解除保護狀態(tài)，需關斷保護電路電源。 為了防止開機瞬間比較器自鎖，增加了開機延時電路，由R11、C3、D2、D3組成。D2的作用是保證關機后C3上的電壓能快速放掉，以保證再開機時C3的起始電壓為零。4.9.2欠壓和過熱保護大多數(shù)開關

55、輸出級電路只有當正電源電壓足夠高時才能正常工作。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會出現(xiàn)問題。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當電源電壓大于欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。采用欠壓保護基于兩個理由:第一：功率MOS管的閥值電壓一般為0.8V以上，所以驅動功率MOS工作在線性區(qū)要難，Vc要大第二：功率MOS導通時，消耗的功率為P=Vm*Im，功率MOS導通時的電流比較大，工作在線性區(qū)時，導通壓降Von比較小，消耗的功率比較小，如果工作在飽和區(qū)，輸出相當于一個電流源，它的電壓降遠大于工作在線性區(qū)時的電壓降，功率MOS消耗的功率迅速增大。為了確保功率MOS不進入飽和區(qū)工作，必須滿足兩個條件，

56、一是驅動電壓足夠高，二是驅動電壓必須穩(wěn)定。盡管D類放大器輸出級功耗低于線性放大器，但如果放大器長時間提供非常高的功率，仍會達到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險，需要溫度監(jiān)視控制電路。在簡單的保護方案中，當通過一個片內傳感器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關溫度是否已經超過關斷閾值的二進制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內，而不是在熱關斷期間強制不發(fā)出聲音。4.10 音效處理電路隨著人們對視聽要求的不斷提高，聲音處理(音色及音效處理)電路也應運而生。它們對聲音魔術般的特殊處理，使通過音響設備重放的聲音更加完美、動聽，從而像磁石一樣吸引了廣大的音響愛好者，因而奠定了在現(xiàn)代高保真系統(tǒng)中不可磨滅的地位。4.10.1音頻延遲音頻延遲在現(xiàn)代系統(tǒng)中有許多重要的功能，除了用來產生回聲、混響、合唱、顫音等特殊效果外，還可以與其它元件組成模擬立體聲、立體聲聲場擴展、梳狀濾波器、環(huán)繞聲效果等電路。音頻延遲電路分為模擬延遲電路(BBD)和數(shù)字