交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器研究

1、本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）（交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器研究）*燕 山 大 學(xué)2012年 6月本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）（交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換研究）學(xué)院（系）： * 專 業(yè)： 08應(yīng)用電子 學(xué)生 姓名： * 學(xué) 號(hào)： * 指導(dǎo) 教師： * 答辯 日期：2012年6月17日 燕山大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）任務(wù)書學(xué)院：* 系級(jí)教學(xué)單位：電氣工程及自動(dòng)化系 學(xué)號(hào)*學(xué)生姓名*專 業(yè)班 級(jí)08應(yīng)電2班題目題目名稱交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器研究題目性質(zhì)1.理工類：工程設(shè)計(jì) （ ）；工程技術(shù)實(shí)驗(yàn)研究型（ ）；理論研究型（ ）；計(jì)算機(jī)軟件型（ ）；綜合型（ ）2.管理類（ ）；3.外語(yǔ)類（ ）；4.藝術(shù)類（ ）題目類型1.畢業(yè)設(shè)計(jì)（ ）

2、 2.論文（ ）題目來(lái)源科研課題（ ） 生產(chǎn)實(shí)際（ ）自選題目（ ） 主要內(nèi)容研究交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器主電路的工作原理和平均電流控制方式。建立系統(tǒng)的控制模型，并能根據(jù)控制模型對(duì)控制參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。利用仿真證明理論分析的正確性?；疽?.輸入電壓：380V20% 三相交流，輸出電壓180V直流輸出。2.主電路參數(shù)設(shè)計(jì)和元器件的選擇以及控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)。3.控制及驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)。4.系統(tǒng)閉環(huán)仿真。5.畫A0圖紙一張。參考資料1.鄭穎楠，電源技術(shù)，燕山大學(xué)自編教材2.陳道煉等，并聯(lián)交錯(cuò)式有源鉗位正激變換器研究航空學(xué)報(bào)，20003.3KVA交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的研究與開(kāi)發(fā)，南京航空航天大學(xué)

3、碩士論文周 次第 1 4 周第 5 8 周第9 12周第1316 周第1718 周應(yīng)完成的內(nèi)容查閱資料，閱讀文獻(xiàn)確定方案，設(shè)計(jì)電路進(jìn)行仿真，驗(yàn)證可行性撰寫論文準(zhǔn)備答辯指導(dǎo)教師：*職稱：講師 2011年12月 30日系級(jí)教學(xué)單位審批： 年 月 日摘要摘要本文研究了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器主電路拓?fù)涞墓ぷ髟砗推骄娏骺刂品绞?。工作原理部分分析了變換器中變壓器的工作過(guò)程和無(wú)損吸收電路的工作原理?？刂品绞讲糠纸⒘讼到y(tǒng)的控制模型，并根據(jù)控制模型對(duì)控制參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。本文第一章討論了具有隔離變壓器的功率電路拓?fù)洌鶕?jù)討論結(jié)果確定交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器作為選擇方案；第二章交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器作了原理性

4、分析；第三章完成了3KVA DCDC電源模塊的設(shè)計(jì)并給出試驗(yàn)結(jié)果；第四章建立了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器平均電流控制方式的小信號(hào)模型，給出系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。關(guān)鍵詞交錯(cuò)并聯(lián) ；雙管正激變換器 ； 平均電流控制I 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）AbstractIn this article the operation of Interleaving TwoTransistor Forward topology and Average CurrentMode Control are discussedIn the first part，the operation of transformer and of

5、LC loseless snubber is analyzedIn the second part，the small signal model for the control scheme is developedThen the model is used to optimize regulatorS parametersFinally it is proved by experiment that this convener can be applied into industrial successfullyIn the first chapter，the power circuits

6、 with isolation are discussedBased on the above discussion Interleaving TwoTransistor Forward topology is choseIn the second chapter，the operation of Interleaving TwoTransistor Forward topology is analyzedChapter three presents the design procedure of a 3KVA DCDC converter and experimental resultsIn

7、 the forth chapter，the small signal model of Interleaving TwoTransistor Forward under average current-mode control is developedThe design method is also given in this chapterKeywordsInterleaving Two-Transistor Forward average current-mode controlII 目 錄摘要IAbstractII第1章 緒論11.1課題背景11.1.1 DCDC變換器拓?fù)涞倪x擇11

8、.1.2本文研究的主要內(nèi)容51.1.3本章小結(jié)5第2章 交錯(cuò)并聯(lián)雙路雙管正激變換器的工作原理分析62.1 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的基本關(guān)系62.2 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器中變壓器的磁化過(guò)程92.3 電路特點(diǎn)分析142.4 LC無(wú)損吸收電路的工作原理162.5 對(duì)于帶逆變器這種特殊負(fù)載的討論172.6 本章小結(jié)18第3章 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)203.1設(shè)計(jì)的技術(shù)指標(biāo)203.2 主電路設(shè)計(jì)203.3控制電路關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計(jì)243.4本章小結(jié)28第4章 平均電流控制的建模294.1 狀態(tài)空間平均法建立主電路拓?fù)涞臄?shù)學(xué)模型294.2控制電路數(shù)學(xué)模型的建立314.3本章小結(jié)33第5章 仿 真3

9、45.1 仿真的目的、意義及可信度345.2 開(kāi)環(huán)仿真及其結(jié)果分析345.3 閉環(huán)仿真及其結(jié)果分析365.4 本章小結(jié)37結(jié) 論38參考文獻(xiàn)39致謝41附錄142附錄245附錄347附錄454附錄559III第一章 緒論 第1章 緒論1.1課題背景開(kāi)關(guān)電源以其很多顯著的優(yōu)點(diǎn)正被越來(lái)越廣泛的應(yīng)用于國(guó)民生產(chǎn)的各個(gè)領(lǐng)域11。這些優(yōu)點(diǎn)體現(xiàn)于以下一下方面：效率高。開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源調(diào)整開(kāi)關(guān)管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在截止期間，開(kāi)關(guān)管無(wú)電流，因此不消耗功率，可大大提高效率，通常可達(dá)到80以上。而傳統(tǒng)的調(diào)整串連型穩(wěn)壓電源的晶體管一直工作在放大區(qū)，全部負(fù)載電流都通過(guò)晶體管，功耗就較大，因而效率很低，一般只在50左右。由于開(kāi)

10、關(guān)管在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，功率消耗小，不需要采用大散熱器。而且功耗小使得機(jī)內(nèi)溫升低，周圍元件不會(huì)因長(zhǎng)期工作在高溫環(huán)境下而損壞，有利于提高整機(jī)的可靠性和穩(wěn)定性。穩(wěn)壓范圍寬。當(dāng)開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源輸入的交流電壓在150250范圍內(nèi)變化時(shí)，都能達(dá)到很好的穩(wěn)壓效果，輸出電壓的變化在2以下。而且在輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，始終能保持穩(wěn)壓電路的高效率。因此開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源適用于電網(wǎng)電壓波動(dòng)很大的地區(qū)。體積小重量輕。開(kāi)關(guān)電源可將電網(wǎng)輸入的交流電壓直接整流，再通過(guò)脈沖變壓器獲得各組不同的脈沖電壓，這樣就可省去笨重的工頻變壓器，節(jié)省了大量漆包線和硅鋼片，使電源的體積大大縮小，重量減輕。安全可靠。開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電路一般都具有自動(dòng)保護(hù)電路，當(dāng)穩(wěn)壓電

11、路、高壓電路、負(fù)載等出現(xiàn)故障或短路時(shí)，能自動(dòng)切斷電源，保護(hù)功能靈敏可靠1。 正是基于開(kāi)關(guān)電源相對(duì)于傳統(tǒng)相控和線性電源的優(yōu)勢(shì)，很多相關(guān)單位和部門都將面臨著傳統(tǒng)電源的改造和改進(jìn)工作。開(kāi)關(guān)電源市場(chǎng)比較樂(lè)觀。而且隨著電力電子新技術(shù)產(chǎn)品的“四化”發(fā)展方向：應(yīng)用技術(shù)的高頻化，硬件結(jié)構(gòu)的模塊化，軟件控制的數(shù)字化，產(chǎn)品性能的綠色化，新一代開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)含量將在原有基礎(chǔ)上進(jìn)一步提高，更加成熟、經(jīng)濟(jì)、實(shí)用、可靠，從而更好的服務(wù)于國(guó)民經(jīng)濟(jì)的各個(gè)相關(guān)行業(yè)，提供高品質(zhì)的電能15。1.1.1 DCDC變換器拓?fù)涞倪x擇作為靜止變流器的DCDC變換器需要具有電氣隔離，在此對(duì)幾種常用的隔離式DCDC變換器拓?fù)涞奶攸c(diǎn)進(jìn)行了簡(jiǎn)

12、單的分析。圖1-2 常用隔離式DCDC變換器1）正激變換器如圖12(a)所示，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，是中小功率場(chǎng)合常用的拓?fù)浞桨?。這種變換器必須采取附加復(fù)位電路來(lái)實(shí)現(xiàn)變壓器鐵芯磁復(fù)位，除有源筘位等少數(shù)幾種磁復(fù)位方式外，其它的多種復(fù)位方式拓?fù)湟话愣即嬖谝韵氯毕荩鹤儔浩麒F芯單向磁化，利用率低，主功率管承受兩倍左右的輸入電壓。主功率管的占空比一般都不超過(guò)O5。2)反激變換器如圖1-2(b)所示，其電路形式與正激式變換器相似，只是變壓器的接法和作用不同。從輸出端看，反激式是電流源，功率管每開(kāi)通一次，就要往輸出端傳送能量，因此輸出端不能開(kāi)路。若作為ASI直流環(huán)節(jié)使用，當(dāng)后級(jí)逆變電路的四個(gè)功率管均關(guān)斷時(shí)，反激變換

13、器輸出端相當(dāng)于開(kāi)路，輸出電壓極高，很可能損壞電路元件，因而這種結(jié)構(gòu)不可取。3）推挽變換器如圖12(c)所示，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，變壓器鐵芯雙向磁化，相同鐵芯尺寸下，推挽電路能夠比正激式電路輸出更大的功率。但電路必須有良好的對(duì)稱性，否則容易引起直流偏磁導(dǎo)致鐵芯飽和，另外，變壓器繞組必須緊密耦合，以減小漏感，從而降低功率管的關(guān)斷電壓尖峰，這增大了變壓器繞制工藝的要求以及對(duì)所用功率器件電壓定額的要求。4)半橋變換器如圖1-2(d)所示，鐵芯雙向磁化，利用率高。變壓器鐵芯不存在直流偏磁現(xiàn)象，功率管承受電源電壓，流過(guò)兩倍的輸入電流，適合高壓中功率場(chǎng)合。5)全橋變換器如圖1-2(e)所示，鐵芯雙向磁化，利用率高

14、，易采用軟開(kāi)關(guān)工作方式。功率管承受電源電壓，流過(guò)一倍輸入電流。但全橋變換器功率器件較多，控制及驅(qū)動(dòng)較復(fù)雜，并且變壓器鐵芯存在直流偏磁現(xiàn)象，橋臂存在直通現(xiàn)象。比較適合大功率場(chǎng)合。6)雙管正激變換器雙管正激變換器的電路拓?fù)淙鐖D13所示，其工作原理如下：Sl和S2同時(shí)導(dǎo)通同時(shí)關(guān)斷，當(dāng)SI&S2導(dǎo)通時(shí)，輸入直流母線電壓加在變壓器原邊繞組上，向副邊傳輸能量；當(dāng)SI&S2關(guān)斷后，Dl&D2導(dǎo)通，磁化能量回饋電源。圖1-3 雙管正激變換器雙管正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是：電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔，通過(guò)兩個(gè)二極管來(lái)提供勵(lì)磁電流回路，實(shí)現(xiàn)鐵心磁復(fù)位，去除了復(fù)雜的磁復(fù)位電路，勵(lì)磁能量回饋給電源，減小了損耗，功率管只承受輸入直流母線電壓

15、，電壓應(yīng)力低。雙管F激變換器技術(shù)成熟，在中等功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。但雙管正激變換器存在缺點(diǎn)：通常，占空比小于05，變壓器工作于磁化曲線的第一象限，磁芯利用率低，而且，在同一條件下與全橋相比，輸出濾波電感的體積也較大。7)交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器如圖1-4所示，在雙管正激變換器的基礎(chǔ)之上，結(jié)合多通道交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，可以實(shí)現(xiàn)多路雙管正激的交錯(cuò)并聯(lián)，從而能夠進(jìn)一步獲得更優(yōu)的性能，表現(xiàn)為：在同樣工作頻率下，與雙管正激變換器相比，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，減小了輸出濾波電感的體積：副邊整流側(cè)電壓的等效占空比增加一倍，提高了電路的響應(yīng)，并有利于驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)，在同樣輸出電壓的情況下，整流側(cè)峰值電

16、壓減小一半，續(xù)流時(shí)間減小，有利于續(xù)流管的選擇：每個(gè)并聯(lián)支路流過(guò)更小的功率，消除變換器的“熱點(diǎn)”，使熱分布均勻，減輕了散熱設(shè)計(jì)的難度；輸入電流脈動(dòng)頻率提高一倍，減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機(jī)的體積。 圖1-4 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器兩路雙管正激變換器相當(dāng)于一個(gè)全橋電路，所用的器件數(shù)量基本相同，但是交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器克服了全橋變換器的變壓器偏磁、橋臂直通和控制驅(qū)動(dòng)復(fù)雜等缺點(diǎn)?；趯?duì)以上幾種常用隔離式DCDC電路拓?fù)涞姆治觯鶕?jù)380VAC三相交流輸入，輸出平均功率3KVA的指標(biāo)要求，我們選擇雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DCDC變換器來(lái)作為靜止交流器的直流環(huán)節(jié)。為了減小整機(jī)的體積，要在可靠，

17、高效的前提下盡可能的提高變換器的工作頻率，因此選用MOSFET。目前MOS管的電壓定額很有限，一般在1000V以下。MOS管在關(guān)斷時(shí)，由于線路分布電感的存在，會(huì)在開(kāi)關(guān)管兩端產(chǎn)生電壓尖峰。該變換器是380V20三相輸入，整流后直流母線電壓為513_20VDC，輸入電壓較高?，F(xiàn)有的MOS管無(wú)法承受如此高的電壓應(yīng)力，因此，必須要加有效的吸收電路，抑制開(kāi)關(guān)管的電壓尖峰。綜合考慮各種因素，最終采用了加LC無(wú)損吸收電路來(lái)抑制電壓尖峰。這個(gè)將在后面闡述。由以上分析可見(jiàn)，雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DCDC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過(guò)二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實(shí)現(xiàn)鐵芯磁復(fù)位，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔。并

18、且主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓，具備初步估計(jì)所述優(yōu)點(diǎn)。盡管寄生參數(shù)的諧振會(huì)使變壓器出現(xiàn)小范圍的雙向磁化，但由于諧振參數(shù)均較小，因此，變換器最大占空比仍可取為05。1.1.2本文研究的主要內(nèi)容本文首先對(duì)機(jī)場(chǎng)地面用靜止變流器的DCDC部分進(jìn)行了簡(jiǎn)要的介紹，根據(jù)功率等級(jí)和隔離的要求對(duì)隔離式DCDC變換器拓?fù)溥M(jìn)行了簡(jiǎn)單的分析比較。從而確定了功率電路拓?fù)洳捎秒p路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器。本文第二章先對(duì)雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器進(jìn)行了穩(wěn)態(tài)原理分析，詳細(xì)分析了各模態(tài)的工作情況，給出了相關(guān)的公式，最后分析了無(wú)損吸收電路的工作原理。本文第三章給出電路中主要元器件的選取和設(shè)計(jì)過(guò)程。本文第四章對(duì)均值電流控制方案進(jìn)行

19、了小信號(hào)分析。通過(guò)小信號(hào)模型分析了系統(tǒng)的穩(wěn)定性能和動(dòng)態(tài)性能。1.1.3本章小結(jié)本章首先對(duì)幾種常見(jiàn)的DC/DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理進(jìn)行分析，并列舉出了各自的優(yōu)缺點(diǎn)。然后又進(jìn)一步祥細(xì)講述了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的工作原理及其優(yōu)缺點(diǎn)。通過(guò)對(duì)它們性能的優(yōu)越性進(jìn)行比較，綜合考慮各種因數(shù)，最終決定選用交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器。73第2章 交錯(cuò)并聯(lián)雙路雙管正激變換器的工作原理分析 第2章 交錯(cuò)并聯(lián)雙路雙管正激變換器的工作原理分析本章分析雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理3。主要從三個(gè)方面展開(kāi)：變換器輸入輸出的基本關(guān)系以及電路中各個(gè)器件的電壓電流應(yīng)力關(guān)系。由于這部分相對(duì)簡(jiǎn)單，這里只是將半導(dǎo)體器件的電壓電流應(yīng)力和輸

20、入輸出電壓的關(guān)系列出。這部分的工作主要是為第三章功率電路各器件的設(shè)計(jì)選取提供依據(jù)。變壓器的磁化過(guò)程。由于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個(gè)短暫的反向磁化的過(guò)程，這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒(méi)有的一個(gè)過(guò)程，因此這里單獨(dú)對(duì)變壓器的磁化過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)的分析。無(wú)損吸收電路的工作原理。這部分的分析同樣是為了方便第三章中無(wú)損吸收部分的參數(shù)設(shè)計(jì)。由于以上三個(gè)分析重點(diǎn)不同，下面分別進(jìn)行分析論述。2.1 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的基本關(guān)系 為方便論述，將第一章雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DCDC變換器的主電路再畫在這里，如圖21所示10。Q1、Q2、D1、D2與副邊拓?fù)錁?gòu)成一路雙管正激變換器，Q3、04、D3、D4與

21、副邊拓?fù)錁?gòu)成另一路雙管正激變換器，D5、D6分別為這兩路變換器的副邊整流二極管，D7為兩路共用的續(xù)流管。Lf、cf為輸出濾波電感和濾波電容。CosslCoss4分別為Q1Q4的漏源結(jié)電容，變壓器原副邊匝比為K=N1：N2。交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的基本電壓、電流關(guān)系的原理波形如圖22所示。圖中忽略下一節(jié)將會(huì)看到的短暫的諧振過(guò)程。因?yàn)檫@部分的存在，對(duì)輸入輸出電壓關(guān)系、半導(dǎo)體器件的電壓電流應(yīng)力幾乎沒(méi)有影響18。 出電壓與輸入電壓的關(guān)系VoVin=2DK （2-1）D是單路占空比(文中出現(xiàn)的占空比都是指單路占空比)。 關(guān)管的電壓電流應(yīng)力當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)管上的電壓是輸入電壓V|no當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)流過(guò)

22、開(kāi)關(guān)管的電流是經(jīng)變壓器變換后的負(fù)載電流，其有效值是IQ=IoKD （2-2） 圖2-1 雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器的主電路 副邊整流管的電壓電流應(yīng)力流過(guò)整流管電流的有效值為IDR=IoD （2-3）對(duì)于兩路共用一個(gè)電感的拓?fù)鋪?lái)說(shuō)，副邊整流二極管的電壓應(yīng)力是變壓器副邊電壓的兩倍。 副邊續(xù)流管的電壓電流應(yīng)力流過(guò)續(xù)流管電流的有效值為IDF=Io1-2D （2-4）副邊續(xù)流二極管的電壓應(yīng)力是變壓器副邊電壓。原邊續(xù)流二極管的電壓電流應(yīng)力 流過(guò)該二極管的電流是變壓器磁化電流，其上的電壓是輸入電壓。圖2-2 半導(dǎo)體器件上的電壓波形原理圖2.2 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器中變壓器的磁化過(guò)程如前所述對(duì)于共

23、用一個(gè)電感的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器來(lái)說(shuō)，其磁化曲線不象單路雙管正激變換器是第一象限單向磁化的，而是會(huì)運(yùn)動(dòng)到第三象限。這是由于令一路的存在，使得這路在變壓器去磁完畢后變壓器副邊不會(huì)被續(xù)流二極管短路，造成共用一個(gè)電感的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器磁化曲線會(huì)運(yùn)動(dòng)到第三象限，下面對(duì)這個(gè)過(guò)程進(jìn)行詳細(xì)的分析6。分析前做如下一些假設(shè)，分析時(shí)參考圖23所示的原理波形。所有開(kāi)關(guān)管、二極管均視為理想器件：Lf足夠大，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，其電流基本保持不變，這樣Lf和Cf以及負(fù)載電阻可以看成一個(gè)電流為Io的恒流源；Q1、Q2的漏源電容Cossl=Coss2，Q3、Q4的漏源電容Coss3=Coss4。圖23給出了該

24、變換器在不同狀態(tài)下的等效電路，其工作原理描述如下。一 開(kāi)關(guān)模態(tài)1【to-t1】【參考圖2-4(a)】在to時(shí)刻前，Q1、Q2、D1、D2上電壓均為(12)Vin，Q3、Q4上電壓均為n。負(fù)載電流Io通過(guò)D7續(xù)流，D3、D4導(dǎo)通，磁化電流減小，他鐵心磁復(fù)位。to時(shí)刻，Q1、Q2開(kāi)通，D1、D2、Q3、Q4仍截止，D3、D4仍導(dǎo)通，T2勵(lì)磁電流i2M繼續(xù)通過(guò)D3、D4續(xù)流，線性減小，回饋電源。D7關(guān)斷，D5導(dǎo)通，電源通過(guò)T1給副邊傳輸能量。T1磁化電流i1M從零線性上升 i1M（t)=VinL1M(t-to) (2-5) i2Mt=I2Mt0-VinL2M(t-to) (2-6)式中，LlM、L2

25、M分別為T1、T2原邊磁化電感，12Mtt0，為Q1、Q2開(kāi)通時(shí)刻(to時(shí)刻)對(duì)應(yīng)另一路T2的勵(lì)磁電流值，其大小解釋如下：tl時(shí)刻，勵(lì)磁電流 I2M(t1)=0t01=t1-t0=(2D-12)TS,這一段時(shí)間內(nèi)D1，D2，Q3，Q4上承受的電壓均為Vin。D6承受兩倍的變壓器副邊電壓。二 開(kāi)關(guān)模態(tài)2【tl-t2】參考圖2-4(b)】tl時(shí)刻，勵(lì)磁電流f2M1為零，D3、D4自然關(guān)斷，此時(shí)T2原邊磁化電感L2M、漏感L2S、Q3、Q4漏源結(jié)電容Coss3、Coss4開(kāi)始諧振。i2M反向流動(dòng)，給Q3、Q4漏源結(jié)電容放電，如果Vds3(vds4)下降到零，因Q3、Q4體二極管導(dǎo)通，Vds3(Vds

26、4)將被箝位為零2。這一時(shí)段因?yàn)榱硪宦分蠶1、Q2導(dǎo)通，使得D7上的電壓被箝為VinK，而T2副邊電壓不會(huì)超過(guò)VinK，圖2-3 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的主要波形流動(dòng)，給Q3、Q4漏源結(jié)電容放電，如果Vds3(vds4)下降到零，因Q3、Q4體二極管導(dǎo)通，Vds3(Vds4)將被箝位為零。這一時(shí)段因?yàn)榱硪宦分蠶1、Q2導(dǎo)通，使得D7上的電壓被箝為VinK，而T2副邊電壓不會(huì)超過(guò)VinK，因而不會(huì)出現(xiàn)單路雙管正激副邊箝位為零的情況，所以在T2繞組上(端)出現(xiàn)正壓。對(duì)應(yīng)有 Vds3(t)=Vds4(t)=Vin1+coswr(t-t1)2 （2-7）i1Mt=VinL1M2D-12Ts+VinL1

27、M(t-t1) (2-8) i2Mt=-VinZrsinwr(t-t1) （2-9）其中，wr=1L212coss3 ，Zr=L212coss3 ，L2=L2M+L2s這一時(shí)段D3、D4上的電壓VD3=VD4=Vin-Vds3，VT2PRIM=Vin-2Vds3 ，t2時(shí)刻 Vds3(t2)=Vds4(t2)=Vin1+cos(wrt12)2 （2-10） I1M(t2)=I1M(+)=VinLr1MDTs (2-11) I2Mt2=-VinZrsin(wrt12) (2-12)其中，t12=t2-t1=12-DTs 。三 開(kāi)關(guān)模態(tài)3【t2t3】【參考圖2-4(c)】t2時(shí)刻，Q1、Q2關(guān)斷，

28、D1、D2開(kāi)通續(xù)流，T1磁化電流從正向最大值I1M(+)線性下降 i1Mt=I1M+-VinLM(t-t2) (2-13) I1M(t3)=VinLM2D-12Ts (2-14)此模態(tài)的時(shí)間長(zhǎng)度為：t23=t3-t2=12-DTs .D5關(guān)斷，D7開(kāi)通，負(fù)載電流Io經(jīng)D7續(xù)流。此時(shí)，T2原邊繼續(xù)諧振，因此時(shí)T2繞組(所標(biāo)端)電壓為正，使得D6、D7同時(shí)導(dǎo)通，把T2副邊箝為零，從而諧振回路變?yōu)門2漏感L2s與Q3、Q4結(jié)電容的諧振，釋放漏感能量，使得T2磁化電流到零，Vds3、Vds4“迅速上升至Vin2，之后保持在Vin/2以，直到下一開(kāi)關(guān)狀態(tài)。四開(kāi)關(guān)模態(tài)4【t3t4】【參考圖2-4(d)】五

29、開(kāi)關(guān)模態(tài)5【t4t5】【參考圖2-4(e) 】六開(kāi)關(guān)模態(tài)6【tst6】【參考圖2-4(f)】t3時(shí)刻，對(duì)應(yīng)下半周期開(kāi)始，兩路雙管正激電路互換工作狀態(tài)，重復(fù)前半周期的工作情況，對(duì)應(yīng)的相關(guān)公式互換一致，這里不再贅述。t6時(shí)刻，Ql、Q2再次開(kāi)通，開(kāi)始下一個(gè)周期。（a） t0t1(b) t1t2(c) t2t3 (d) t3t4 (e) t4t5 (f) t5t6圖2-4 雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器各種開(kāi)關(guān)狀態(tài)下的等效電路2.3 電路特點(diǎn)分析 從以上分析可見(jiàn)，雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DCDC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過(guò)二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實(shí)現(xiàn)鐵芯磁復(fù)位，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔。并且

30、主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓，這樣就可以選用高速的MOS管，從而減小輸出和輸入的濾波元件的體積。而且，兩路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器相對(duì)于單路雙管正激變換器，具有以下優(yōu)點(diǎn)：在同樣開(kāi)關(guān)頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積：同時(shí)輸入電流脈動(dòng)頻率提高一倍，減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機(jī)的體積。由于兩路交錯(cuò)并聯(lián)，使得整流側(cè)輸出電壓等效占空比增加一倍，這就帶來(lái)兩個(gè)好處：一是使功率管工作在占空比小于O5的情況下，整流側(cè)輸出電壓占空比可以在01之間變化，提高了電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，并且有利于驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)；二是在同樣輸出電壓的情況下，變壓器副邊匝數(shù)減少一倍，這使得整流

31、側(cè)峰值電壓減小一半，續(xù)流時(shí)間減小，有利于選擇低電流定額的續(xù)流管。并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個(gè)并聯(lián)支路流過(guò)更小的功率，消除變換器的“熱點(diǎn)”，使熱分布均勻，提高可靠性。在原理分析和樣機(jī)制作中，我們也注意到寄生參數(shù)的諧振會(huì)使變壓器出現(xiàn)小范圍的雙向磁化，但由于諧振參數(shù)均較小，因此，對(duì)變壓器鐵心的選擇以及變換器工作影響不大，最大占空比仍可取為05左右。如圖2一l所示的副邊電路可以看到，交錯(cuò)并聯(lián)電路結(jié)使副邊輸出電壓VA的等效占空比加倍，雖然可以減小輸出濾波電感的體積，但卻使續(xù)流管D7的開(kāi)關(guān)頻率加倍，處于更高頻率的開(kāi)關(guān)過(guò)程。由于D7存在反向恢復(fù)，這樣會(huì)在D5、D7以及T1副邊(D6、D7以及T2副邊)形成環(huán)流，造成更

32、大的損耗。同時(shí)，由二極管的反向恢復(fù)造成的電壓尖峰不僅會(huì)引起振鈴現(xiàn)象而產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，而且還可能會(huì)因?yàn)樗矐B(tài)尖峰電壓太高而損壞二極管或電路中的其它半導(dǎo)體器件。副邊續(xù)流管工作在更高頻狀態(tài)，反向恢復(fù)造成的損耗還有可能使續(xù)流管熱擊穿，從而變壓器副邊短路，至使原邊過(guò)流損害主功率MOS管。因此D7宜采用t0tl恢復(fù)時(shí)間短而tlt2時(shí)間長(zhǎng)即柔度系數(shù)大的快恢復(fù)二極管，如圖27所示。另外還有其它的辦法來(lái)消弱二極管的反向恢復(fù)造成的惡劣影響。例如：可以增大變壓器的漏感，來(lái)減小二極管從導(dǎo)通到截止變化時(shí)電流的變化率didt。但是這樣會(huì)增加開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的電壓尖峰，造成占空比丟失等問(wèn)題。也可以采用兩個(gè)二極管串連的形式，減

33、小每一個(gè)二極管上由反向恢復(fù)產(chǎn)生的損耗。圖2-7二極管反向恢復(fù)2.4 LC無(wú)損吸收電路的工作原理LC無(wú)損吸收電路的介入不影響電路的主要工作過(guò)程和各種優(yōu)點(diǎn)，它只是在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，抑制線路分布電感產(chǎn)生的電壓尖峰，從而提高電路的可靠性。由于LC無(wú)損吸收電路在兩路中的工作狀況是一樣的，并且只有在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)起抑制電壓尖峰的作用，其它時(shí)刻的工作原理同上，這里只分析一路在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間的工作原理。圖2-9是有無(wú)損吸收電路的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的電路圖，其中C1=C2=C3=C4=C。在分析之前，作如下假設(shè)： 有二極管均視為理想器件，開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間為toff，其他各種特性為理想器件特性。為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)在

34、開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷過(guò)程中，電流是線性下降的，如圖28所示： Lf足夠大，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，其電流基本保持不變，這樣Lf和 Cf以及負(fù)載電阻可以看成一個(gè)電流為Io的恒流源； Ql、Q2、Q3、Q4的漏源電容Cdsl=Cds2=Cds3=Cds4=Cds。圖2-8 MOS管關(guān)斷過(guò)程圖2-9 LC無(wú)損吸收電路原理圖2.5 對(duì)于帶逆變器這種特殊負(fù)載的討論該變換器的負(fù)載是逆變器，逆變器輸入的瞬時(shí)功率是時(shí)刻在變化的，造成該變換器的輸出功率也是在時(shí)刻變化的，本節(jié)討論這種特殊負(fù)載對(duì)功率電路的影響45。圖2-13 后級(jí)相逆變器的主電路后級(jí)逆變器的電路如圖2一13所示。合理的控制Q1Q4的導(dǎo)通與關(guān)斷，在a、b兩點(diǎn)間產(chǎn)生

35、基波為400Hz的調(diào)制波。該調(diào)制波經(jīng)過(guò)一個(gè)低通濾波器，在輸出端得到一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的正弦電壓。逆變器地瞬時(shí)輸出功率如圖2-14所示是呈正弦半波變化的。圖2-14 逆變器瞬時(shí)輸出功率可見(jiàn)逆變器做負(fù)載對(duì)DCDC變換器來(lái)說(shuō)是一個(gè)連續(xù)變化的大信號(hào)擾動(dòng)。DCDC變換器對(duì)這種擾動(dòng)是無(wú)法做到無(wú)差跟蹤的，因此變換器的輸出電壓會(huì)有一定的波動(dòng)。同時(shí)逆變器的瞬時(shí)輸入功率很大，在參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，必須考慮變換器的最大輸出電流，以保證可靠性。在逆變器輸入電流最大時(shí)，DcDc變換器的輸出電壓下降，逆變器的輸入電流一部分由變換器的濾波電容提供，令一部分電流由變換器通過(guò)電感提供。顯然通過(guò)變換器的最大電流不會(huì)超過(guò)逆變器的最大輸入電流，這為第

36、三章器件的選取提供了依據(jù)。2.6 本章小結(jié)本章首先分析雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理。主要從三個(gè)方面展開(kāi):變換器輸入輸出的基本關(guān)系以及電路中各個(gè)器件的電壓電流應(yīng)力關(guān)系。由于這部分相對(duì)簡(jiǎn)單，這里只是將半導(dǎo)體器件的電壓電流應(yīng)力和輸入輸出電壓的關(guān)系列出。這部分的工作主要是為第三章功率電路各器件的設(shè)計(jì)選取提供依據(jù)。變壓器的磁化過(guò)程。由于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個(gè)短暫的反向磁化的過(guò)程，這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒(méi)有的一個(gè)過(guò)程，因此這里單獨(dú)對(duì)變壓器的磁化過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)的分析。無(wú)損吸收吸收電路的工作原理。第3章 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的參數(shù)設(shè)計(jì) 第3章 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)3.1設(shè)計(jì)的

37、技術(shù)指標(biāo) 輸入電壓: 380V20三相交流輸入，整流后得410VDC615VDC輸出電壓: 180V直流輸出輸出功率: 該變換器是某逆變器的前級(jí)，逆變器輸出滿載功率為3KW?？紤]到逆變器自身?yè)p耗，將該DcDc變換器平均輸出功率定為3300W，最大瞬時(shí)功率定為6300W。保護(hù)功能: 輸入過(guò)壓保護(hù)、輸出過(guò)壓保護(hù)、原邊過(guò)流保護(hù)、后級(jí)保護(hù)時(shí)前級(jí)保護(hù)、輸出短路時(shí)具有限流功能(故障消除時(shí)能恢復(fù)正常工作)。3.2 主電路設(shè)計(jì)主電路參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，考慮穩(wěn)態(tài)時(shí)各元器件的電壓電流關(guān)系。由于輸入濾波電容的存在，忽略三相整流后電壓的波動(dòng)，從而近似輸入電壓無(wú)波動(dòng)14。1主功率變壓器的設(shè)計(jì)a、占空比和變壓器變比的確定控制芯片

38、選用UC3525，試驗(yàn)中它可以輸出最大占空比D為O47，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)計(jì)在50K。在輸入電壓最低為410VDC時(shí)，保證輸出電壓可以達(dá)到180V。由公式： （3-1）Vo=2VinKD可得變壓器原副邊變比K=N1：N2=214，考慮到實(shí)際電路會(huì)有一定的占空比丟失，取變比K=2.b、磁芯的選取根據(jù)公式：SQ=TONPoBKCKj108 （3-2）選擇變壓器磁心上式中各個(gè)參數(shù)的單位是：poW，Scm2，Qcm2，BmGS，jAcm2a選用898廠的高頻鐵氧體材料R2KBD，其飽和磁密B。為5100Gs。結(jié)構(gòu)選為雙EE55B型，其有效磁芯截面積S為7224cm2,窗口面積Q為37555mm2。由公式32計(jì)

39、算得： SQ=9.410-6330020000.9310.3300108=18.53，雙EE55B型的SQ=27.13，因此選擇雙EE55B型磁心可以。C、匝數(shù)的設(shè)計(jì)對(duì)單路雙管正激變換器有：N1=UinTON（Bm-Br）S108=27(匝） （3-3）取28匝。 根據(jù)變比要求取副邊匝數(shù)為14匝。D、繞組的設(shè)計(jì)導(dǎo)線中流過(guò)交變電流時(shí)會(huì)產(chǎn)生集膚效應(yīng)，即導(dǎo)線橫截面上的電流分布不均勻，使導(dǎo)線有效截面積減少，電阻增大。在高頻工作時(shí)，必須加以考慮。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為50K時(shí)，穿透深度為：=2=2250103410758106=0.2955(mm) （3-4）導(dǎo)線線徑小于穿透深度的兩倍。由于變換器的輸出功率是成正

40、弦半波變化的，造成濾波電感電流大幅度波動(dòng)，這樣給變壓器繞組電流有效值地計(jì)算帶來(lái)一定困難。這里還是按照輸出平均功率來(lái)計(jì)算。流過(guò)變壓器原邊電流的有效值為：IN1 max=IoKD=6.284(A)流過(guò)變壓器副邊電流的有效值為：IN2 max=IoKD=12.568(A)電流密度取3Amm2，原邊用厚01mm，寬30mm的銅皮，副邊用厚015mm，寬30mm的銅皮。2開(kāi)關(guān)管的選取，仔細(xì)設(shè)計(jì)LC無(wú)損吸收電路，可以有效的抑制開(kāi)關(guān)管的電壓尖峰，因此開(kāi)關(guān)管的最高電壓應(yīng)力是最高輸入電壓615V。選取耐壓800V的MOSFET。變換器的開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)于輸出功率的變化頻率很高，流過(guò)每個(gè)開(kāi)關(guān)管的最大電流為IQ max

41、=Po maxuin min=6300410=15.37(A) （3-5）型號(hào)為IXFK27N80的開(kāi)關(guān)管，滿足各種定額。3原邊續(xù)流管的選取續(xù)流管中流過(guò)的是變壓器磁化電流，取磁化電流為負(fù)載電流的5，因此可以得到流過(guò)原邊續(xù)流管的電流為：Iu=0.053300180=0.92(A) （3-6）原邊續(xù)流管的電壓應(yīng)力是輸入直流母線電壓，最大為615V，選用IXYS公司的DSEl812二極管。4副邊整流管的選取流過(guò)整流管電流的瞬時(shí)值是流過(guò)開(kāi)關(guān)管電流瞬時(shí)值的兩倍，則流過(guò)整流管的最大電流為IDR max=2IQ=30.7(A) （3-7）對(duì)于兩路共用一個(gè)電感的拓?fù)鋪?lái)說(shuō)，副邊整流二極管的電壓應(yīng)力是變壓器副邊電

42、壓的兩倍。當(dāng)輸入電壓最高時(shí)整流管上的電壓應(yīng)力最大，為615V，考慮到線路電感引起的電壓尖峰，選用IXYS公司的DSEl3012二極管。5副邊續(xù)流管的選取開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)于輸出功率變化的頻率很高，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，電感電流近似不變。流過(guò)該二極管的最大電流為IDF max=IDR max=30.7(A） （3-8）考慮到線路電感引起的電壓尖峰和反向恢復(fù)損耗可能會(huì)熱擊穿二極管，選取兩個(gè)IXYS公司的DSEl3006二極管串連。6濾波電感的設(shè)計(jì)(1)電感值設(shè)計(jì)濾波電感的設(shè)計(jì)根據(jù)變換器的輸出平均功率3300KW設(shè)計(jì)。根據(jù)最d,il每界連續(xù)電流來(lái)選取濾波電感的電感值：L=VinD1-2DT2NIo min=V

43、o0.5-DT2NIo min （3-9）取Io min=16Io max=1618.33=3.05(A)。帶入式3-9得Lmin=130H(2)鐵芯的選擇選用898廠的高頻鐵氧體材料R2KBD，其飽和磁密為5100Gs。選擇磁芯的最大工作磁密B=0.7Bs=3570Gs，直流工作磁密為：B=Bm1+k=3060Gs，電感氣隙選?。?uoPoToff2kSC10-8=0.4633004.3410-623.6123060210-8N=LoSC10-8=13010-60.160.43.61210-8=22匝 （3-10） (3)導(dǎo)線的選取選用0232mm的銅皮，其截面積S=0232=64mm，電流

44、密度J=IoS=18.336.4=2.86A/mm2。7濾波電容的設(shè)計(jì)濾波電容的設(shè)計(jì)根據(jù)變換器的輸出平均功率3300KW設(shè)計(jì)。在輸出的直流電壓中，包含有高頻紋波和很小的二次紋波成份。由于高頻成分較多，必須選用低阻抗高頻電解電容，選取主要依據(jù)輸出紋波滿足要求。利用公式： （3-11）C=Uin max2D(1-2D)8L(2f)2UoCmax=3180.566(1-0.566)813010-6(250103)21=75f考慮到鋁電解電容的交流頻率特性較差，輸出功率的變化范圍較大會(huì)造成輸出電壓波動(dòng)大，實(shí)際選取1支560uF400V，KENDEIL K05系列鋁電解電容。為了降低ESL和ESR，抑制

45、尖峰，在鋁電解電容旁邊并聯(lián)一些無(wú)極性的無(wú)感電容。8吸收電路參數(shù)設(shè)計(jì)(1)電容的設(shè)計(jì)查器件手冊(cè)知IXFK27N80的分布參數(shù)和開(kāi)關(guān)速度為：Cds=720p ，td(off)=75ns，tf=40ns。由第二章式2一17知，在開(kāi)關(guān)管完全關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)管兩端的電壓為Vcds1=Vcds2=(Io maxK+ILM)toff2(C+Cds) （3-12）考慮到線路電感和變壓器漏感的影響，設(shè)定在開(kāi)關(guān)管完全關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)管兩端的電壓上升到12Vin，在輸入電壓最低，輸出瞬時(shí)功率最大時(shí)，所需電容容量最大，為C+Cds=(Io maxK+ILM)toff234Vin=(352+0.92)0.11510-620.5

46、420=5(nF)取47nF2000kV的高頻磁片電容為諧振電容。(2)電感的設(shè)計(jì)電感的設(shè)計(jì)主要遵循一下兩點(diǎn)：在最小占空比的時(shí)候要保證諧振電容在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)充到輸入電壓。盡可能減小諧振電流，降低開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力。輸入電壓最高時(shí)，為最小占空比O292，即584uS。5.8410-6=L1CL1=367H （3-13）試驗(yàn)中繞制的電感量為300uH。3.3控制電路關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計(jì)控制電路采用Urtitrode公司的集成芯片UC3525，此芯片是電壓型芯片，可以外接一個(gè)運(yùn)放做電壓環(huán)，其內(nèi)部的運(yùn)放用來(lái)做電流環(huán)，該芯片具有功能強(qiáng)大、集成度高等優(yōu)點(diǎn)，能完全滿足控制及保護(hù)功能要求，芯片內(nèi)部電路如圖31所示。U

47、C3525能提供接近50的脈寬控制；可設(shè)定死區(qū)時(shí)間，對(duì)稱性好；工作頻率可達(dá)400kHz；圖騰柱結(jié)構(gòu)輸出，輸出能力達(dá)500mA；內(nèi)帶2MHz帶寬的放大器：軟啟動(dòng)功能；Shutdowm保護(hù)端功能。根據(jù)控制要求，采用如圖3-3所示的3525外圍電路及參數(shù)要求。1頻率設(shè)定：頻率由6腳RT與5腳CT值決定，對(duì)應(yīng)曲線如圖32所示。開(kāi)關(guān)頻率為50KH：，內(nèi)部振蕩頻率為100 KHz，可確定：RT=4.3K,CT=3.3nf2死區(qū)時(shí)間設(shè)定：由于雙管正激變換器無(wú)直通現(xiàn)象，且3525的輸出最大占空比小于05，為了提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)相應(yīng)，可以盡量增大最大占空比，因此在設(shè)計(jì)時(shí)，將死區(qū)設(shè)置電阻心定為0。3軟啟動(dòng)電容設(shè)定：芯

48、片加電后，軟啟動(dòng)端P8腳提供50uA的輸出電流，把電容電壓從OV緩慢充至33V，對(duì)應(yīng)輸出占空比從0緩慢增至最大值，設(shè)定軟啟動(dòng)電容lOuF。軟啟動(dòng)時(shí)間為：t=1010-63.35010-6=0.66S，軟啟動(dòng)端電平拉低后驅(qū)動(dòng)信號(hào)變?yōu)榱恪Ｔ谧儞Q器出現(xiàn)某些故障時(shí)，可以拉低軟啟動(dòng)端電平，使輸出為零，如輸出過(guò)欠壓故障、輸入過(guò)壓故障、功率管過(guò)流故障等。軟啟動(dòng)端可以減小功率管的開(kāi)機(jī)沖擊，避免變壓器的雙倍磁通效應(yīng)。4Shutdowm端保護(hù)：當(dāng)Shutdowm端電平高于08V時(shí)，切斷芯片工作，沒(méi)有驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出，并給軟啟動(dòng)端電容復(fù)位，當(dāng)Shutdowm端電平低于08V時(shí)，重新軟啟動(dòng)。要正常實(shí)現(xiàn)保護(hù)功能，該端子的電

49、流還要大于04mA。某些故障保護(hù)端必須加在Shutdowm，如功率管短路故障、輸入過(guò)壓故障、變壓器原邊過(guò)流故障等。圖3-3 UC3525外圍電路5內(nèi)部運(yùn)放：芯片提供一個(gè)2MHz帶寬、高增益、低偏置的運(yùn)放，作為電流調(diào)節(jié)器用，其基準(zhǔn)電壓由電壓調(diào)節(jié)的輸出給定。6基準(zhǔn)電平：P16腳Vref提供50mA輸出能力的51v高精度電壓基準(zhǔn)。7解耦電容：9腳附近并接較小容量的解耦電容，濾除圖騰柱產(chǎn)生的諧波，以免影響系統(tǒng)的正常工作。8原邊過(guò)流保護(hù)：圖34是原邊電流取樣電路，T1、T2是脈沖電流互感器，它們?cè)陔娐分薪惶婀ぷ饔脕?lái)檢測(cè)功率M0SFET漏極流過(guò)的電流波形。目前，可行的電流取樣器件有：無(wú)感電阻、霍爾電流傳感

50、器、普通的電流互感器。無(wú)感電阻是采用無(wú)感繞法的低值電阻，盡管用法簡(jiǎn)單，但會(huì)造成明顯的附加壓降和損耗。霍爾電流傳感器是比較理想的快速電流檢測(cè)器件，但價(jià)格較貴限制了它的應(yīng)用。普通的電流傳感器存在帶寬限制以及輸出信號(hào)失真等問(wèn)題。這里我們采用了脈沖電流互感器，套在功率MOSFET的漏極引線上，線上流過(guò)的電流是漏極電流Ids。，引線相當(dāng)于脈沖電流互感器的原邊，匝數(shù)為1匝，磁環(huán)如果繞了N匝，則原副邊匝比為1N。假設(shè)電流互感器鐵芯的工作磁導(dǎo)率很大，當(dāng)互感器的原邊流過(guò)正脈沖電流Ids時(shí)，副邊電流為is=IdsN。is在檢測(cè)電阻R5、R6上建立電壓uRs=is.RN(R5=R6=R)，原邊電流降到0時(shí)，磁場(chǎng)儲(chǔ)能

51、通過(guò)擊穿二極管去磁。這樣副邊檢測(cè)電壓uRS很好地再現(xiàn)了原邊脈沖電流。電容C1、C2用于吸收高頻振蕩尖峰。檢測(cè)電壓送給LM31l比較器并與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。正常時(shí)，LM31l的輸出為高電平，當(dāng)檢測(cè)到脈沖電壓的峰值超過(guò)基準(zhǔn)電壓時(shí)，輸出低電平，這個(gè)信號(hào)傳給后接的保護(hù)、鎖定電路進(jìn)行過(guò)流保護(hù)。圖3-4 過(guò)電流保護(hù)9主功率管的驅(qū)動(dòng)電路：圖3-5 主功率管驅(qū)動(dòng)電路圖如圖35所示是一路雙管正激電路的兩個(gè)主功率管的驅(qū)動(dòng)電路。設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)考慮：1)由于雙管正激電路結(jié)構(gòu)上的需要，兩個(gè)主功率管必須電氣隔離，因此采取了如圖所示的隔離驅(qū)動(dòng)電路。2)輸入為3525輸出的方波信號(hào)，由于主功率管均為電壓型控制單極型功率器件，3525提供的兩個(gè)圖騰柱輸出級(jí)電路結(jié)構(gòu)不太適用，因此經(jīng)對(duì)管Q1、Q2驅(qū)動(dòng)3)為了提高M(jìn)OS管的關(guān)斷耐壓和抑制干擾的能力，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)在其柵源問(wèn)加負(fù)電壓。C為隔直電容，R1、R3為柵極驅(qū)動(dòng)電阻，目的是防止電流尖峰引起的高頻振蕩。穩(wěn)壓二極管D1、D2和D3、D4目的是防止MOSFET正負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓過(guò)高損壞管子。該電路的優(yōu)點(diǎn)是該電路只使用一個(gè)+15V電源，即為單電源。由于隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動(dòng)的管子時(shí)提供一個(gè)