RCD鉗位電路分析及參數(shù)設計

1、4 RCD鉗位電路4.1基本原理分析由于變壓器漏感的存在，反激變換器在開關管關斷瞬間會產(chǎn)生很大的尖峰電 壓，使得開關管承受較高的電壓應力，甚至可能導致開關管損壞。因此，為確保 反激變換器安全可靠工作，必須引入鉗位電路吸收漏感能量。鉗位電路可分為有 源和無源鉗位電路兩類，其中無源鉗位電路因不需控制和驅(qū)動電路而被廣泛應 用。在無源鉗位電路中，RCD鉗位電路因結構簡單、體積小、成本低而倍受青睞。RCD鉗位電路在吸收漏感能量的時候，同時也會吸收變壓器中的一部分儲能， 所以RC鉗位電路參數(shù)的選擇，以及能耗到底為多少，想要確定這些情況會變得 比較復雜。對其做詳細的分析是非常必要的，因為它關系到開關管上的尖

2、峰電壓， 從而影響到開關管的選擇，進而會影響到 EMI,并且，RCDI路設計不當，會對效 率造成影響，而過多的能量損耗又會帶來溫升問題，所以說 RC鉗位電路可以說 是很重要的部分。Di圖9Ao氏t/c% o陽3t圖10(b) E(id個Ri豐G+(dR十-O 班(e)(d) ti-t4圖11反激變換器RCD鉗位電路的能量轉移過程可分成5階段，詳細分析如下：1) tO-t1階段。開關管T1導通，二極管D1、D2因反偏而截止，鉗位電容 C1通過電阻R1釋放能量，電容兩端電壓U(下降；同時，輸入電壓Ui加在變壓器原邊 電感LP兩端，原邊電感電流ip線性上升，其儲能隨著增加，直到t1時刻，開關管 T1

3、關斷，ip增加到最大值。此階段變換器一次側的能量轉移等效電路如圖2(a)所示。2) t1-t2階段。從t1時刻開始，開關管進入關斷過程，流過開關管的電流id 開始減小并快速下降到零；同時，此階段二極管D2仍未導通，而流過變壓器原邊 的電流IP首先給漏源寄生電容Cds恒流充電(因LP大)，UD快速上升(寄生電容 Cds較小)，變壓器原邊電感儲存能量的很小一部份轉移到 Cds；直到t2時刻，UDS 上升到 Ui+Uf(Uf 為變壓器副邊向原邊的反饋電壓 ) 。此階段變換器一次側的能量 轉移等效電路如圖2(b)所示，鉗位電容C1繼續(xù)通過電阻R1釋放能量。3) t2-t3階段。t2時刻，UDSt升到U

4、i+Uf后，D2開始導通，變壓器原邊的能 量耦合到副邊， 并開始向負載傳輸能量。 由于變換器為穩(wěn)壓輸出， 則由變壓器副 邊反饋到原邊的電壓Uf=n(Uo+UD)(Uc為輸出電壓，UD為二極管D2導通壓降，n為 變壓器的變比 )可等效為一個電壓源。但由于變壓器不可避免存在漏感，因此，變壓器原邊可等效為一電壓源Uf和漏感Llk串聯(lián)，繼續(xù)向Cds充電。直到t3時刻， UDSt升到Ui+UCV(UC的意義如圖1(b)所示)，此階段結束。此階段變換器一次側 的能量轉移等效電路如圖2(c)所示，鉗位電容C1依然通過電阻R1釋放能量。由于 t1-t3階段持續(xù)時間很短，可以認為該階段變壓器原邊峰值電流IP對電

5、容Cds恒流 充電。4) t3-t4階段。t3時刻，UDS上升到Ui+UCV D1開始導通，等效的反饋電壓 源Uf與變壓器漏感串聯(lián)開始向鉗位電容 C1充電，因此漏源電壓繼續(xù)緩慢上升(由 于C1的容量通常比Cds大很多)，流過回路的電流開始下降，一直到t4時刻，變壓 器原邊漏感電流ip下降到0, 二極管D1關斷，開關管漏源電壓上升到最大值 Ui+UCP(UC的意義如圖1(b)所示)。此階段變換器一次側的能量轉移等效電路如圖 2(d) 所示。5) t4-t5階段。t4時刻，二極管D1已關斷，但由于開關管漏源寄生電容 Cds的電壓UDS=Ui+UCPUi將有一反向電壓加在變壓器原邊兩端，因此，Cds

6、與變壓器原邊勵磁電感Ls及其漏感Llk開始諧振，其能量轉移等效電路如圖2(e)所示。 諧振期間，開關管的漏源電壓UD逐漸下降，儲存于Cds中的能量的一部份將轉移 到副邊，另一部分能量返回輸入電源，直到 t5時刻諧振結束時，漏源電壓UD穩(wěn) 定在Ui+Uf。由于此階段二極管D1關斷，鉗位電容C1通過電阻R倣電，其電壓UC 將下降。 結合圖 1和圖2進行分析可知： 如果反饋電壓大于鉗位電容電壓， 則在整 個開關關斷期間，回饋電壓一直在向RC鉗位電路提供能量，而該能量最終將被 電阻R1消耗，因而將產(chǎn)生巨大的損耗。以上的分析是西安科技大學電氣與控制工程學院劉樹林教授于2010年發(fā)表在點擊工程學報上的一篇

7、關于RC鉗位電路的論文。他的分析很詳細，也很直觀，也都是對的。是我在網(wǎng)絡上能找到的最好的關 于RC鉗位電路的分析。我也參考了 PI與仙童公司給出的設計參考，以及網(wǎng)絡上 網(wǎng)友歸納的一些觀點與計算公式。但是我必須說，這些參考文獻給出的計算方法， 沒有一個是可以直接應用的，至少在這個使用ssl4101t的電源方案中，計算值與 實際值出入非常大。4.2元件參數(shù)設計計算下面我說下，我參考了各種資料以及自己分析出的一種計算方法。流入鉗位電路的能量在傳遞到RC鉗位電路后，所有的文獻都說，漏感能量 損耗在了電阻R上，可以這么說，但是如果以這個為依據(jù)對鉗位電阻的阻值進行 計算設計，這樣的做法是不對的，因為，這樣

8、計算出來的電阻值不能保證，鉗位 電路上的電壓波動在預想的范圍內(nèi)，范圍波動的變化會影響到計算時所預計的箝 位電壓值，導致整個設計完全失敗。所以電阻值的計算只有一個依仗，就是RC一階電路的理論，在前面已經(jīng)介紹了。這個電阻值的設計在于一個周期所期望的 壓降，這個壓降由RC緩沖電路的放電速度限定。而當電阻的阻值并非由功率設定 時，那么電阻上的功率只由電阻的上的壓降以及其阻值決定。由上面的分析，設鉗位電壓最高值為Vh，最低值為Vl，注意這里的最高值和 最低值都是電容兩端的壓降值?？傻靡韵氯齻€公式：-T/tVl =Vhe（ 4-1）t =RC（ 4-2）Vl +Vh 2Pr = （ ）2/R（ 4-3）2

9、可以肯定的是，電容會將流入鉗位電路的能量充分吸收，所以電容值C通過能量來確定。則下面有：1 2 2Wloss = C（Vh +382）2 - （Vl +382）2（ 4-4）2從能量上考慮，RC鉗位電路必然要吸收漏感的能量，但是，這個漏感能量 在傳遞到RC鉗位電路之前，是有損耗的，損耗在于MO管的輸出電容上，也就是 Coss，因為，漏感能量要先給它充能，使得它兩端的電壓能達到鉗位電路的鉗位 電壓，達到了鉗位電壓后，二極管才會導通，接著才是漏感能量向鉗位電路傳遞 能量，但是在M0管輸出電容上損耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的3%左右，所以可以忽略不計。還有一點非常重要，漏感電流在流入鉗位電路

10、的過程中，反射電壓會對其做功，在上面的等效圖上，看上去反射點呀是不會對漏感電流做 功的，但是實際的情況是，初級漏感并非是在初級電感之后的小尾巴， 它存在于 初級電感的每一處，所以反射電壓是確確實實的加在了漏感身上，那么當漏感激 發(fā)出電流時，反射電壓就會對其做功。在開關電源 A到Z中，是這么描述這一 情況的，并且還給出了相應的公式。1W10SS = 2 創(chuàng) Lk一次繞組與漏感串聯(lián)，故較短時間內(nèi)，漏感一直都在試圖復位。變壓器一次 繞組被迫跟著變化并且連續(xù)提供此串聯(lián)電流， 通過齊納管續(xù)流。雖然可以肯定一 次繞組總是試圖通過二次側續(xù)流，但一部分能量還是被轉入齊納管鉗位電路， 直 到漏感完全復位。換句話

11、說，一次電感中有些能量被串聯(lián)的漏感“迅速拿走”， 并連同漏感本身所具有的的能量，一起通過齊納管電路續(xù)流。(P94)(4-5)其中Vor為反射電壓，Vz為鉗位電壓從最大到最小的平均值。到這里，所需要的公式已經(jīng)全部出現(xiàn)了，但是我還是要推導一下，4-5式是如何來的。漏感電流從最大值到最小值所需要經(jīng)過的時間設為to ,漏感電流的函數(shù)為lp(t)，則有:lp(t)= IpVz - Vor tLk(4-6)所以也就可以知道漏感電流降為0的時間:(4-7)那么反射電壓對漏感電流做功為：(4-8)Wf =M(Ip- Vz - Vor t)dt0Lk則:w - ：V (IVz-Vort)dt=V t (IVz

12、- Vor t )(4-9)Wf -浄or(Ip-. t)dt _Vort0(I p -t0)0Lk2Lk將4-7式帶入4-9式有：Wf = 創(chuàng)1Vz - Vor 2(4-10)再加上漏感本身能量，就有:clampFla Vartical rimcbass Tnggor 口 ispiay Ctrsars MEasLrn Malh Analysis iJHiliss Hnlp圖表12(4-11)從4-11式可以看出，選定的鉗位電壓值越小，越接近反射電壓，那么損耗的功率也就越大，而當選擇的鉗位電壓值越大，損耗的功率也就越小，但是這時候MOS管兩端的電壓尖峰也就越高，因為若要二極管關斷截止， 那么M

13、OS管D極的電壓值必須要等于鉗位電容上 的鉗位電壓最大值。而在實際使用這個公式去計算的時候，發(fā)現(xiàn)了一個問題，那就是，計算的能量值與實際流入RCD鉗位電路的能量值相比，計算值明顯大了不少，也就是說，并非所有的損耗能 量都進入了鉗位電路，很大一部分消耗在別的元件器件上以及寄生參數(shù)上，還有一部分回 饋給了電網(wǎng)。在PI公司給的鉗位電路設計參考中，對這一點有所提及。具體情況如下:1.5 W PffUl 50W50 W PouL 90LV90Vl/1504VP5Tr(C1：1L0B1O2OkHzF3H1(C1)1668VP2：ffMn(C1? 1B4VfTirnebaiEQ 卩斗rTriaoer KIIG

14、M20D p詢“10OiS 5.0 M&eSlAp92.0 VEw FtKfrve3201 3i：O501 PM15F面再給出，當負載為空載時，鉗位電容上的波形:C1何M2O.DVr* -SJOOVpW 113.2V121.2V醬11QVLeCrov圖16如上各圖所示，對于2.2納法，100千歐的R（組合，測試的結果是從173v到145v，那么就可以計算其中所蘊含的能量，大概為理論計算的0.7倍，經(jīng)過多次試驗，不同的RCS合驗證，這個理論與實際之間的系數(shù)大概在 0.6到0.7.F面根據(jù)系數(shù)0.7，設計一個從155V下降到135V勺RCa合，利用前面給出的公式，先根據(jù)下降的幅度，計算出所需RCS

15、,再通過4-11計算出理論能量值，并 計算出大概的實際值，再由公式4-4計算出所需的電容值，再由之前計算的 R（值 求出電阻值。得出結果為4.6納法和24千歐。下面給出使用4.7納法，30千歐的R（組合得出的波形圖，電阻適當增加，是對在二級管導通瞬間，瞬間流出鉗位電路能量的一種適當補償C120OWdk-144.20 V15S.DV1350V-201Vi ii 11 ： IDXiITTID.Oudh Stop 馬 1叫憎寶豈EM驢L&Croyfif1312013 4 40:52 PM圖17再給出對應的MO管兩端電壓:File Vertcal Timebage Tngger Displr Curs

16、drs Measure atn MmlyE的 iminiBS HelpLhjcPJmlrXCI)P3:maC1)I -P4 pkpk(C：1)P5freqtC1)PE:value426.1 V-23 V70 0IBB kHzslabjsC1(SHZ1 k Q Tftggftr 仙(OlOOVMIvI1 D 0 usfdk 宙叩266 V-26BD VDf53liOOkS 100M6/5 EdgePasiive541V-20Y371VLsCmv&J13i913 4 al4-3： PM圖184.3注意事項4.3.1二極管的選擇在這個電源案例里，使用的二極管為GROMA反向恢復時間為500ns。二極

17、管 在反向恢復完成前，它的正反向都是相當于導通狀態(tài)的，這在RC鉗位電路里，會造成一種情況，就是充入鉗位電路里的能量會迅速的在反向恢復完成前流出來（這時候，可以認為漏感與鉗位電容產(chǎn)生了震蕩， 而且頻率非常高，可以計算出 來），逸散在電路的寄生參數(shù)與其他元件上，也有一部分會返還給電網(wǎng)，提升了 效率。同時，反向恢復時間短的二極管比反向恢復時間長的二極管的等效電阻與 寄生電容小，所以，使用相對慢一些的二極管會對漏感能量起到一種消耗作用， 這減小了漏感尖峰。但是，慢一些的二極管，會讓本來預計好的鉗位電壓值下滑， 箝位電壓值下滑在前面的分析中已經(jīng)說明， 這會讓漏感電流從變壓器中抽取更多 的能量。而著意使用較慢的二極管這種設計方法由來已久， 在網(wǎng)上對其效果的討論表 明很多電源很多工程師都是采用這種方法的。 但是在PI給出的設計參考中，特別 提到了這種設