[碩士論文精品]基于ieee80211a的ofdm傳輸系統(tǒng)的接收機算法研究與fpga實現(xiàn)

浙江大學(xué)碩十論文摘要作為項正在興起的無線應(yīng)用服務(wù)，無線局域網(wǎng)己在機場、校園、會議室、甚至在家庭都有所應(yīng)用它正叩開高速無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)市場的大門。目前無線局域網(wǎng)仍處于眾多標準共存時期。每標準的背后都有大公司或者大集團的支持。在眾多無線局域網(wǎng)協(xié)議中IEEE802ALA協(xié)議是很有特色的一個，它的優(yōu)勢在于采用了正交頻分復(fù)用OFDM力式來傳輸數(shù)據(jù)，該技術(shù)可幫助提高速度和改進信號質(zhì)量，并可克服干擾因此得到眾多關(guān)注為了讓這種高速的局域網(wǎng)真正應(yīng)用到實際中，我們的項目就是要在硬件上實現(xiàn)基于IEEE802LLA協(xié)議的OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機和接收機，而本文的主要I作就是用FPGA實現(xiàn)這個系統(tǒng)的內(nèi)接收機。內(nèi)接收機主要包括同步估汁和信道估汁。但是口前OFDM系統(tǒng)中包括同步、信道編碼、信道估計、用戶檢測、降低峰均比等一些關(guān)鍵技術(shù)在具休實現(xiàn)上還存在著一些困難。許多文獻對這些關(guān)鍵技術(shù)基木停留在理論上的討論，與具體的實現(xiàn)還存在很大的差距。因此本義通過研究同步和信道估計的多種算法的性能和其實現(xiàn)的復(fù)雜度，提出一種適合在工EEES02A比協(xié)議環(huán)境下的同步算法和信道估計，用FPGA加以實現(xiàn)。首先本文總結(jié)R目前OFDM系統(tǒng)信道估計的算法在此基礎(chǔ)上詳細的討論了基于工EEE80211A協(xié)議的OFDM系統(tǒng)7以采用的信道估計方法1提出I借助訓(xùn)練序列的1S估計法和LSAVERAGE估計法，分別在AWGN信道和多徑信道對這兩種方法進行了比較，證明無論在哪種信道環(huán)境下后者性能都要好于前者。為了能夠進一步提高信道估計器的性能，在IS一二二AGE算法的基礎(chǔ)上提出了消噪算法ARA2提出了借助導(dǎo)頻的DF丁插值算法其次本文總結(jié)了月前OFD系統(tǒng)同步的算法。OFDM系統(tǒng)同步包括定時同步和載波同步，其1,定時同步又分為符號同步和抽樣同步。本文主要是研究定時同步，而載波同步只是簡單的討論，因為在這項目，這是另有負責(zé)人。本文針對基于IEFE8021LATJPBA的OFDM系統(tǒng)把定時同步分為粗定時同步和細定時同步。然后分別對粗定時同步和細定時同步進行了詳細的討論。其中對粗定時同步的方法有利用短訓(xùn)練序列和利用循環(huán)前綴，并對這兩種方法進行了比較。對細定時同步是利用導(dǎo)頻來跟蹤最后根據(jù)前而兩章提出的算法所分析的結(jié)果，以及突發(fā)OFDM系統(tǒng)的信號和信道特征，選取了其中一種信道估計算法和定時同步算法，結(jié)合合作伙伴所提出的載波同步算法一起用FPGA實現(xiàn)整個基于工EEE80211A協(xié)議的OFDM系統(tǒng)的內(nèi)接收機，并分別測試了各個模塊的性能以及綜合模塊的性能【關(guān)鍵詞I無線局域網(wǎng)，正交頒分復(fù)用，載被同步，定時同步，信道估計，內(nèi)接收機浙別大學(xué)碩士論文ABSTRACTASARISINGWIRELESSAPPLICATIONSERVICE,WIRELESSLANISIMPLEMENTINGINMANYAREASSUCHASSCHOOL,AIRSTATION,CONFERENCEROOM,EVENHOME,ACCELERATINGHIGHSPEEDWIRELESSDATASERVICEMARKETGROWINGINCURRENT,THEREAREALOTOFWIRELESSLANSTANDARDSWHICHARESUPPORTEDBYSOMEBIGCOMPANIESIEEE802IFAISUNDOUBTEDLYAVERYSPECIALSTANDARDAMONGTHESEWIRELESSLANSTANDARDSITSALARGEADVANTAGETHATITTRANSMITSDATATHROUGHOFDMWHICHCANHELPINCREASETRANSMISSIONRATE,IMPROVESIGNALQUALITYANDHASMUCHROBUSTNESSOFMULTIPATHFADINGSOMANYPEOPLEPAYMOREATTENTIONTOITINORDERTOAPPLYTHISHIGNSPEEDWIRELESSLANINTOREALLIFE,WEGIVETHEPRIMARYIMPLEMENTATIONOFTHETRANSMITTERANDTHERECEIVEROFOFDMSYSTERMBASEDONIEEE8021IAINOURPROJECT，ANDTHEIMPORTANTWORKOFTHISTHESISISTOIMPLEMENTTHEINNERRECEIVERTHEINNERRECEIVERINCLUDETWOPARTSSYNCHRONIZATIONANDCHANNELESTIMATIONHOWEVER,THEREARESOMEDIFFICULTIESONSOMEKEYTECHNIQUESIMPLEMENTATIONFOROFDMSYSTEM,INCLUDINGSYNCHRONIZATION,CHANNELCODING,CHANNELESTIMATION,USERDETECTION,REDUCINGPARMANYSTUDIESSTILLTALKABOUTTHESETECHNIQUESINTHEROYSOTHISTHESISSTUDIESMANYALGORITHMFORCHANNELESTIMATIONANDSYNCHRONIZATION,ANDPRESENTSAFPGAREALIZABLEALGORITHMFORCHANNELESTIMATIONANDSYNCHRONIZATIONINOFDMSYSTERMBASEDONIEEE8021LAFIRSTLY,THISTHESISSUMMARIZESPRESENTALGORITHMSFORCHANNELESTIMATIONANDSTUDIESDETAILEDLYTHEALGORITHMSFORCHANNELESTIMATIONWHICHMAYBEFITFORTHEOFDMSYSTERMBASEDONIEEE802ILA1THISTHESISPRESENTSTHELSALGORITHMANDTHELSAVERAGEALGORITHMBY10SHORTTRAININGSYMBOLS,ANDMAKESACOMPARISIONABOUTTHEIRPERFORMANCEONAWGNCHANNELANDMUTICHANNEL,PROVESTHELATTERISBETTERTHANTHEFORMERINORDERTOIMPROVETHEPERFORMANCE,THISTHESISPRESENTSULTERIORLYTHENRANOISEREMOVEDALGORITHMBASEDONTHELSAVERAGEALGORITHM2THISTHESISPRESENTSDFTINTE甲OLATIONALGORITHMAIDEDBYPILOTSSECONDLYTHISTHESISSUMMARIZESPRESENTALGORITHMSFORSYNCHRONIZATIONSYNCHRONIZATIONOFOFDMINCLUDETIMINGSYNCHRONIZATIONANDCARRIERSYNCHRONIZATION,ANDTIMINGSYNCHRONIZATIONALSOINCLUDESYMBOLSYNCHRONIZATIONANDCLOCKSYNCHRONIZATIONTHEMOSTIMPORTANTTASKINTHISTHESISISTOSTUDYTIMINGSYNCHRONIZATIONANDSIMPLYDISCUSSIONABOUTCARRIERSYNCHRONIZATIONTIMINGSYNCHRONIZATIONISDIVIDEDTOCOARSETIMINGSYNCHRONIZATIONANDFINETIMINGSYNCHRONIZATIONCOARSETIMINGSYNCHRONIZATIONISAIDEDBYTHESHORTTRAININGSYMBOLANDCP,ANDFINETIMINGSYNCHRONIZATIONISAIDEDBYPILOTSLASTLY,THISTHESISSORTOUTONETIMINGSYNCHRONIZATIONANDCHANNELESTIMATIONALGORITHMWHICHCANBEFPGAREALIZABLECOMPLYINGWITHCARRIERSYNCHRONIZATIONPRESENTEDBYTHEASSOCIATE,THEINNERRECEIVEROFOFDMISIMPLEMENTEDKEYWORDSWIRELESSLAN,OFDM,CARRIERSYNCHRONIZATION,TIMINGSYNCHRONIZATION,CHANNELESTIMATION,THEINNERRECEIVER浙江人學(xué)碩士論文第一章緒論作為一項正在興起的無線應(yīng)用服務(wù)，無線局域網(wǎng)己在機場、校園、會議室、甚至在家庭都有所應(yīng)用，它正叩開高速無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)市場的大門。無線局域網(wǎng)市場已引起國內(nèi)咨詢機構(gòu)的關(guān)注，最近的研究成果認為，未來一兩年，國內(nèi)各大運營商將掀起無線局域網(wǎng)業(yè)務(wù)的應(yīng)用熱潮。目前，無線局域網(wǎng)仍處于眾多標準共存時期。每一標準的背后都有大公司或者大集團的支持?，F(xiàn)在，沒有人能夠解決無線互聯(lián)標準不統(tǒng)一的問題，主要是因為行業(yè)發(fā)展太快而標準跟不上，造成標準“百花齊放”。另外值得一提的是，目前在中國大陸市場，I,推得比較成功的無線局域網(wǎng)產(chǎn)品，如CISC。和3COM的產(chǎn)品，均是支持IEEE8D2LLB協(xié)議。在世界大學(xué)生運動會上和在APEC會議期間，工EEE802116都有成功的運用，這對于工EEE802AI系列協(xié)議成為中國的主流無線局域網(wǎng)標準將有著重要的影響。IEEE802LLA是IEEE80211協(xié)議族中另一個高速的標準版本，它的優(yōu)勢在于采用了正交頻分復(fù)用OFDM方式來傳輸數(shù)據(jù)，該技術(shù)可幫助提高數(shù)據(jù)傳輸速率和改進信號質(zhì)量，并可克服干擾。正交頻分復(fù)用OFDM技術(shù)是一種很有前途的克服多徑千擾的傳輸手段。它利用許多并行的、低數(shù)據(jù)速率的子載波來實現(xiàn)一個高數(shù)據(jù)速率的通信。由于每個子載波的速率比較低，則其碼元的周期相對較長，再加上每個碼元又采用了循環(huán)前綴作為保護間隔，所以符號間干擾便可得到明顯減少，甚至完全消除。但是OFDM系統(tǒng)中的一些關(guān)鍵技術(shù)在具體實現(xiàn)上還有1些困難，其中主要包括定時同步、信道編碼、信道估計、用戶檢測、降低峰均比等。在這些關(guān)鍵技術(shù)中定時同步技術(shù)對于OFDM系統(tǒng)來說又顯得尤為重要，它的好壞直接影響該系統(tǒng)的性能。原因是OFDM系統(tǒng)將高速率的數(shù)據(jù)分配到許多并行的、低數(shù)據(jù)速率的子載波上傳輸，這些子載波是相互正交的可以很好的抵抗由于多徑傳輸帶來的千擾，但定時同步的誤差將破壞子載波的正交性，導(dǎo)致整個系統(tǒng)性能的急劇惡化。本文在本實驗室多載波調(diào)制理論和應(yīng)用研究的基礎(chǔ)上，著重研究在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中定時同步的各種算法與實現(xiàn)，提出了適合在IEEE80211A協(xié)議環(huán)境下的定時同步算法，加以實現(xiàn)并研究其性能。木章首先簡單介紹了無線局域網(wǎng)的發(fā)展以及各種無線局域網(wǎng)標準的技術(shù)特點。接著介紹了IEEE802ILA采用的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的演進和應(yīng)用以及原理，然后討論了IEEE8D2LLA采用的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的優(yōu)缺點，最后介紹了本論文所研究的主要問題以及針對研究問題所給出的解決方案。11無線局域網(wǎng)技術(shù)的發(fā)展無線局域網(wǎng)是2。世紀90年代計算機網(wǎng)絡(luò)與無線通信技術(shù)相結(jié)合的產(chǎn)物，它提供了使用無線多址信道的種有效方法來支持計算機之間的通信，并為通信的移動化、個人化和多媒體應(yīng)用提供了潛在的手段。世界上第一個試驗性無線局域網(wǎng)是1987年建立的，隨后在醫(yī)療、零售、機場等地方，都出現(xiàn)了無線局域網(wǎng)，在很多環(huán)境下，例如校園或者企業(yè)內(nèi)，無線網(wǎng)絡(luò)一般會作為己存在的有線網(wǎng)絡(luò)的最終連接方式的一個補充，幫助一些計算機客戶端通過無線手段訪問大樓以外或者遠在校園內(nèi)某處的豐富資源。進入90年代以來，隨著個人數(shù)據(jù)通信的發(fā)展，功能強大浙江大學(xué)碩士論文的便攜式數(shù)據(jù)終端以及多媒體終端的廣泛應(yīng)用，為了實現(xiàn)任何人在任何時間、任何地點均能實現(xiàn)數(shù)據(jù)通信的目標，要求傳統(tǒng)的計算機網(wǎng)絡(luò)由有線向無線，由固定向移動，由單一業(yè)務(wù)向多媒體業(yè)務(wù)發(fā)展，更進一步推動無線局域網(wǎng)的發(fā)展。隨著無線局域網(wǎng)應(yīng)用的發(fā)展，各廠商的無線局域網(wǎng)能互聯(lián)互通的要求也越來越迫切，于是199。年11月成立了工EEE80211委員會，著手制定無線局域網(wǎng)標準，并于1997年6月制定出全球第一個無線局域網(wǎng)標準IEEE802A1。無線局域網(wǎng)技術(shù)被提出之后己經(jīng)有不同的廠商和規(guī)范化組織提出了多種標準規(guī)范。目前得到廣泛應(yīng)用的技術(shù)標準有工EEE80211家族、HOMERFHYPERLAN2和藍牙技術(shù)等它們各有特點，其應(yīng)用領(lǐng)域也不盡相同上IEEE80211是第一代無線局域網(wǎng)標準之一。該標準定義物理層和媒體訪問控制MAC規(guī)范，允許無線局域網(wǎng)及無線設(shè)備制造商建立互操作網(wǎng)絡(luò)設(shè)備。目前它已有兩個高速的標準版本8021LB和80211A，其主要差別在媒體訪問控制MAC子層和物理層。80211B是目前無線局域網(wǎng)技術(shù)的主流標準，在24GHZ頻率下提供IIMBIT/S的數(shù)據(jù)傳輸速率，適用于100150米無障礙的無線網(wǎng)絡(luò)。其后續(xù)標準80211A在5GHZ頻率提供56MBITLS速率，可支持語音、數(shù)據(jù)和圖像業(yè)務(wù)，它在提高速度和改進信號質(zhì)量，并克服干擾方面有很大的優(yōu)勢。高性能局域網(wǎng)HIPERLAN2是歐洲電信標準化協(xié)會ETSI制定的目前最為完善的無線局域網(wǎng)協(xié)議。它的特點是高速傳輸、面向連接、支持QOS、自動頻率配置、支持小區(qū)切換、安全保密、網(wǎng)絡(luò)與應(yīng)用無關(guān)。HIPERLAN2標準是對目前無線接入系統(tǒng)的補充，與其他蜂窩系統(tǒng)比較，它的戶外移動性雖然受到限制，但適用面廣，可在典型的應(yīng)用環(huán)境如辦公室、家庭、機場、火車站等熱點地區(qū)，向終端用戶提供高速數(shù)據(jù)傳輸。HOMERF技術(shù)是為了滿足家庭用戶獨特網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用而開發(fā)設(shè)計的，適用于小公司或家庭組建小無線局域網(wǎng)，有人稱之為無線個人局域網(wǎng)WPANHOMERF有效工作區(qū)域在150英尺的范圍內(nèi)，工作頻率為24GHZ，支持高質(zhì)量的語音和數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。山于技術(shù)定位的局限，HOMERF不能成為目前無線局域網(wǎng)的主流，而只能處于補充的地位，藍牙技術(shù)其實嚴格的來說該技術(shù)并不算一種WLAN技術(shù)，它面向的是移動設(shè)備間的小范圍連接，因而本質(zhì)上說它是種代替線纜的技術(shù)。,臼可以用來在較短距離內(nèi)取代目前多種線纜連接方案，并且克服了紅外技術(shù)的缺陷可穿透墻壁等障礙，通過統(tǒng)一的短距離無線鏈路，在各種數(shù)字設(shè)備之間實現(xiàn)靈活、安全、低成本、小功耗的話音和數(shù)據(jù)通信。但對藍牙產(chǎn)品的全面測試包括硬件和軟件測試問題還沒有解決，加上很關(guān)鍵的藍牙芯片價格貴等問題。藍牙產(chǎn)品要實用化，還有待測試等問題得到解決。在眾多無線局域網(wǎng)的標準中IEEE8021IA無疑是一個研究熱點，盡管80211A和802116產(chǎn)品非常相似，但是80211A采用了正交頻分復(fù)用OFDM方式來傳輸數(shù)據(jù)，代替了80211B的直接序列擴頻DSSS?？梢栽谡麄€覆蓋范圍內(nèi)提供了更高的速度和更好的信號質(zhì)量，根據(jù)選用的信道編碼速率和調(diào)制方式的不同組合，信息數(shù)據(jù)傳輸速率可達6一一54MBITLS，比任何其他WLAN解決方案都更快。另外80211A工作在5GHZ頻帶，該頻帶的使用者較少，因此，干涉和信號爭用情況也較少80211A是最可靠、最有效的方法，可以滿足高帶寬應(yīng)用支持大量用戶的需要。隨著應(yīng)用的發(fā)展802LLB會不能滿足其需要，最終802ILA將得到廣泛采用。浙江大學(xué)碩士論文12正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的演進與應(yīng)用正交頻分復(fù)用OFDM可以看成是一種特殊的頻分復(fù)用FREQUENCYDIVISIONMULTIPLEXING,FDM。對于FDM技術(shù)的使用可以追溯到一個世紀前。那時，許多低速率信號，例如電報，即是使用小同載波頻率，在同一個寬帶信道中進行并行傳輸?shù)?。但是，為了在接收端能使用較容易實現(xiàn)的濾波器來分離這些信號，傳統(tǒng)多載波系統(tǒng)，各載波頻率要分隔的足夠遠，并且要采用保護頻帶來使各載波信號頻譜互不重疊，所以它的系統(tǒng)頻譜效率很低。此外，傳統(tǒng)多載波傳輸方式復(fù)雜性也很高，因為各載波都需要自己的模擬前端。盡管傳統(tǒng)多載波系統(tǒng)有這些缺點，但在當(dāng)時，人們就己經(jīng)認識到這種并行傳輸方式可有效地減少由于信道時延擴展引起的符號間干擾問題。這時因為各載波速率低，則信號碼元周期就長，并可遠大于信道的最大附加延時，這樣ISI帶來的影響就可減小。在均衡器沒有被使用前，這種并行傳輸技術(shù)就被用來在時間色散信道中實現(xiàn)高速率通信。最早實現(xiàn)高頻譜效率的多載波通信系統(tǒng)的是五十年代的KINEPLEX系統(tǒng)。該系統(tǒng)設(shè)計目標是在有嚴重多徑衰落效應(yīng)的高頻無線信道中實現(xiàn)無線傳輸。它有20個子載波，各載波上使用差分QPSK調(diào)制方式。與現(xiàn)代的OFDM系統(tǒng)一樣，其相鄰兩個子載波之間的間隔近似等于各子載波上的符號率，這樣就可保證各子載波的頻譜即使是重疊的，但它們是正交的，在接收端可互不干擾地對各子載波進行解調(diào)。由于頻譜允許，其頻譜效率可大幅提高，但該系統(tǒng)仍使用傳統(tǒng)的多載波系統(tǒng)的實現(xiàn)方式。為了減小多載波系統(tǒng)的復(fù)雜度，WEINSTEIN和EBERT提出使用離散傅立葉變換DFT來完成多載波基帶的調(diào)制和解調(diào)21。這樣就可以用一個模擬前端來代替?zhèn)鹘y(tǒng)方法中各子載波分別需要的多個模擬前端，并且DFT可以用快速傅立葉變換FFT來實現(xiàn)，大大減小了系統(tǒng)的復(fù)雜度。另外這個系統(tǒng)在各符號間采用一段空白時隙作為保護間隔來消除ISI。但是用這種力法，在信號經(jīng)過色散信道后，各載波將不再正交。針對上述問題，又提出采用循環(huán)前綴CP而不是空自時隙作為保護間隔，來保證各載波信號在經(jīng)過色散信道后仍保持正交。這樣，現(xiàn)在我們使用的FDM系統(tǒng)概念便形成了。另外值得一提的是CIMINI將這種OFDM概念用到蜂窩移動無線通信中來，為當(dāng)代無線OFDM通信系統(tǒng)的發(fā)展莫定了基礎(chǔ)自從80年代以來，OFDM己經(jīng)在數(shù)字音頻廣播DAB、數(shù)字視頻廣播DVB、基于IEEE80211標準的無線本地局域網(wǎng)RAN以及有線電話網(wǎng)上基于現(xiàn)有銅雙絞線的非對稱高比特率數(shù)字用戶線技術(shù)例如ADSL中得到了應(yīng)用31其中大都利用了。FDM可以有效地消除信號多徑傳播所造成符號間干擾ISI的這一特征。DAB是在AM和FM等模擬廣播基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，其可以提供與CD相媲美的音質(zhì)，以及其它的新型數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。1995年，由歐洲電信標準協(xié)會ETSI制定了DAB標準，這是第一個使用OFDM的標準。接著在1997年，基于OFDM的DVB標準中也開始投入使用。在ADSL應(yīng)用，OFDM被典型地當(dāng)做離散多音調(diào)制DMTMODULATION，成功地用于有線環(huán)境中，可以在工MHZ帶寬內(nèi)提供高達8MBPS的數(shù)據(jù)傳輸速率。1998年7月，經(jīng)過多次的修改之后，IEEE80211標準組決定選擇OFDM做為WLAN工作于5GHZ波段的物理層接入方案，目標是提供6MBPS到54MBPS數(shù)據(jù)速率，這是OFDM第一次被用于分組業(yè)務(wù)通信當(dāng)中而且此后，ETSI,BRAN以及、NAC也紛紛采用DFDM做為其物理層的標準。此外，DFDM還易于結(jié)合空時編碼、分集、干擾包括IS工和工CI抑制以及智能天線等技術(shù)，最大程度地提高物理層信息傳輸?shù)目煽啃?。如果再結(jié)合自適應(yīng)調(diào)制、自適應(yīng)編碼以及動態(tài)子載波分配、動態(tài)比特分配算法等技術(shù)，可以使其性能進一步得到優(yōu)化。浙江人學(xué)碩士論文130FDM原理OFDM的思想是把一個高速的數(shù)據(jù)流分解成許多低速率的子數(shù)據(jù)流，以并行的方式在多個子信道上傳輸。這樣在每一個子載波上的符號持續(xù)時問都比信號通過信道最大延遲長，從而可以比較容易的消除ISI的影響”。J。設(shè)一個OFDM信號由頻率間隔為，的個子載波構(gòu)成，這樣系統(tǒng)的總帶寬曰被分為個等間距的子載波所有子載波在一個間隔長度為R1，的時間內(nèi)相互正交。我們可以看到，利用OFDM技術(shù)傳輸?shù)臅r候，每個子載波上的符號持續(xù)時L、日J為CL，V，而利用單載波傳輸要達到相同的傳輸速率，則一個符號的持續(xù)時間應(yīng)該為TLB1U，這樣利用OFDM傳輸技術(shù)與利用單載波傳輸相比，前者的符號持續(xù)時間是后者的倍，在每個子載波上傳輸?shù)男盘柖际钦瓗盘枴＿@樣，當(dāng)信道的最大延遲對單載波傳輸符號產(chǎn)生較大的影響而需要使用時域均衡器的時候，利用OFDM技術(shù)傳輸，只要子載波個數(shù)的選取使得子帶帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，則在于帶內(nèi)可以認為是平坦衰落，從而可以以子帶為單位進行頻域均衡處理。第K個子載波信號可以用函數(shù)GF，女L，一L來描述五班信赭列再在子載波信號G。F上加上一個長度為毛的循環(huán)前綴保護間隔得到如下信號瓣慌翟赫列Z，保護間隔的作用是避免多徑信道上產(chǎn)生的ISI，如果設(shè)計的保護問隔比無線信道晟大延遲還大，那么就不會產(chǎn)生ISI也不影響子載波的正交性。儀僅在保護間隔內(nèi)才出現(xiàn)與先前已傳信息的干擾，在進行估算的間隔內(nèi)，多經(jīng)信道僅儀改變子載波信號的幅度和相位。圖1L利用保護間隔消除多徑影響的示意圖如圖1L所示T當(dāng)信道的晟大延遲長度T。小于保護間隔的長度時，就可以選取。個適當(dāng)?shù)腇FT窗口的起始位置，使得由于多徑產(chǎn)生的JSI不會影響數(shù)據(jù)的解調(diào)。每個子載波可以由復(fù)調(diào)制符號鼠。獨立凋制，在這里下標N表示OFDM符號的序號，而女8浙江大學(xué)碩士論文表示子載波在該OFDM組的序號。岡而在符號持續(xù)的時間T內(nèi)，第片個OFDM紐可以表示為Z去枷G卜NR1_3則由所有OFDM組構(gòu)成的時間連續(xù)信號是SF去邑枷G卜N丁14VVN00這里R每個子載波都使用矩形脈沖進行成形，每個子載波的頻譜是SINC函數(shù)。困12疊加的正雯鼓波圖12是疊加的正交子載波示意圖，在每個子載波的采樣點上，其它子載波的值都是0。在實際應(yīng)用H需要產(chǎn)生離散的OFDM信號，而OFDM系統(tǒng)的帶寬是占N，所以信號的抽樣時間問隔必須小于等于ATIB1，這里采用AT為抽樣間隔。經(jīng)過抽樣后的信號可以寫成I一晶，7號最，EJ2MKLN，F(xiàn)_O，1，一115VJKO這個等式實際上就是一個離散傅立葉逆變換，一般利用IFFT實現(xiàn)。接收機則可以等效為一個離散傅立葉變換，可以利用FFT實現(xiàn)磚廣去，EJ2XIKN，KO，1，一116VVI0在符號持續(xù)時間T比信道的相干時問小得多的情況下，每一個調(diào)制符號最。的持續(xù)時間內(nèi)，無線信道的傳輸函數(shù)日F可以認為是恒定的。無線信道對于OFDM信號的作用，儀僅是將每個信號F乘上一個復(fù)傳輸因子以HKAF，NT，接收到的調(diào)制符號在FFR變換之后為R。KH，KS，K七N，TI7這里帆，是對應(yīng)子信道上的加性噪聲。從這個等式可以看出OFDM傳輸技術(shù)的優(yōu)越性即使在最人延遲大到在單載波系統(tǒng)里足以導(dǎo)致非常嚴重的ISI的情況下，我們?nèi)钥梢员ＷC每個被傳輸?shù)恼{(diào)制符號僅被一個復(fù)傳輸因子和加性噪聲所影響，而不存在ISI。9浙江人學(xué)碩士論文14OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點141OFDM技術(shù)的優(yōu)點由于OFDM信號的上述產(chǎn)生機制和特點OFDM技術(shù)有著許多單載波和傳統(tǒng)多載波系統(tǒng)所沒有的優(yōu)點8111。在解決無線遠距離移動通信的上述問題上有其獨特的優(yōu)勢。抗干擾能力強。OFDM技術(shù)可以有效的抵抗頻率選擇性衰減和窄帶干擾，當(dāng)多徑時延增大到與碼元周期可比時，就會引起碼間干擾ISIINTERSYMBOLINTERFERENCE，在第二章中將詳細闡述無線通信有關(guān)特性。對于單載波系統(tǒng)，一個衰減或干擾就可能導(dǎo)致整個通信鏈路失效，而在多載波系統(tǒng)中，只有一小部分子載波會被影響，這時可以通過糾錯編碼來解決。OFDM技術(shù)把每條子信道上的數(shù)據(jù)率降低，通過多個子信道并行傳輸，大大擴展了碼元周期，同時通過在時域上增加周期性前綴，可以很好的克服多徑干擾的問題。OFDM正交頻分復(fù)用傳輸技術(shù)提供了讓數(shù)據(jù)以較高的速率在較大延遲的信道上傳輸?shù)牧矸N途徑。OFDM的思想是把個高速率的數(shù)據(jù)流分解成許多低速率的子數(shù)據(jù)流，以并行的方式在多個子信道上傳輸。這樣，在每個子信道上，符號持續(xù)時間比信道的最大延遲小，從而可以消除ISI同單載波系統(tǒng)相比，OFDM傳輸技術(shù)最重要的優(yōu)越性體現(xiàn)在頻率選擇性信道上。由于OFDM子載波的正交性在無線信道傳輸之后還被保留，信道干擾的影響就被減小為在每個子載波上乘一個復(fù)傳輸因子。因而它的信號均衡很容易。這種情況下接收機的信號處理過程將會非常簡單。而在相同的帶寬下，傳統(tǒng)的單載波傳輸進行均衡難度就要大些了。并且，由于OFDM的均衡是在頻域進行，與普通單載波調(diào)制方式相比，雖然OFDM系統(tǒng)中的均衡和要受到相同的限制如殘余錯誤和噪聲增強，在理論上具有相同的性能，然而，OFDM系統(tǒng)中均衡器的復(fù)雜性本質(zhì)上要小于單載波系統(tǒng)OFDM是單抽頭，而單載波則需要多抽頭，而均衡器的運算復(fù)雜度與抽頭數(shù)量的平方成正比。隨著信號數(shù)據(jù)傳輸率的提升，信號帶寬的進步提高，多徑造成的影響會越來越明顯，使用單載波方式，均衡器的計算負荷將極大的影響系統(tǒng)的傳輸能力。此外，同經(jīng)典的FDM系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率要高的多。在OFDM系統(tǒng)中，各窄帶子信號獨立產(chǎn)生，然后被分配到不同的頻帶上傳輸，在接收端用濾波器加以分離。個頻帶不能交疊。否則會互相產(chǎn)生干擾。而OFDM系統(tǒng)各個子信號的頻譜是互相交疊的，只要保證各個子載頻的正交性，就可以在接收端完全恢復(fù)出原來的信號。頻帶利用率高。傳統(tǒng)的多載波系統(tǒng)為了避免產(chǎn)生載波間干擾ICIINTERCARRIERINTERFERENCE，各個子載波在頻帶上是不重疊的，接收機可以用傳統(tǒng)的濾波器加以分離和提取。但是這樣頻帶利用率很低。在OFDM系統(tǒng)中，各個子載波的頻譜是重疊的，每個子載波都采用矩形脈沖成型。其頻譜是SMC函數(shù)，在頻域上可以很好的保證不同的子載波信號的正交性，而沒有信道間干擾ICI的發(fā)生。同時提高了系統(tǒng)的頻帶利用率。如圖12所示。可以證明，只要相鄰子載波的頻率相差I(lǐng)/TL就可以滿足正交條件。而當(dāng)各個子載波在整個碼元周期上是正交的時后，只要接收機用各子載波對接收信號在碼元周期T上做相關(guān)積分浙江大學(xué)碩士論文就可以無失真的恢復(fù)出各個子載波上的數(shù)據(jù)OFDM信號的合成頻譜非常近似于矩形，其頻帶利用率可以接近100OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，成本低。在單載波系統(tǒng)中，通常都通過設(shè)計自適應(yīng)均衡器來消除多徑的影響，在高速數(shù)字通信中，均衡器的抽頭系統(tǒng)常常要求很大，這就增加了均衡器的復(fù)雜度和成本。而OFDM系統(tǒng)具有優(yōu)良的抗多徑干擾性能和直觀的信道估計方法，無須設(shè)計復(fù)雜的均衡器，大大簡化了系統(tǒng)，而且發(fā)送和接收可以通過IFFT快速反傅立葉變換和FFT來實現(xiàn)，實現(xiàn)起來比較簡單。142OFWN技術(shù)的缺點雖然OFDM有上述幾大優(yōu)點但是，也并非盡善盡美，同樣其信號調(diào)制機制也使得OFDM信號在傳輸過程中存在著一些劣勢對相位噪聲和載波頻偏十分敏感。這是OFDM技術(shù)一個非常致命的缺點，OFDM在采用IFFT來實現(xiàn)調(diào)制時，每個子載波都是采用矩形脈沖成型的，這帶來兩個不利因素A當(dāng)頻率間隔增加時，子載波系統(tǒng)頻譜副瓣衰減緩慢，會產(chǎn)生帶外干擾B如果頻率同步誤差不能被忽略，則每個子載波都會在其它子載波上引起干擾。即整個OFDM系統(tǒng)對各個子載波之間的正交性要求格外嚴格，任何一點小的載波頻偏都會破壞子載波之間的正交性，引起ICI，同樣，相位噪聲也會導(dǎo)致碼元星座點的旋轉(zhuǎn)，擴散，從而形成ICI而單載波系統(tǒng)就沒有這個問題，相位噪聲和載波頻偏僅僅是降低了接收到的信噪比SNR，而不會引起互相之間的干擾口峰平E匕PAPPEAKTOAVERAGEPOWER過大。OFDM信號由多個子載波信號組成，這些子載波信號由不同的調(diào)制符號獨立調(diào)制。由于傳送的數(shù)據(jù)是一個隨機過程OFDM信號的幅值也是一個隨機過程。根據(jù)中心極限定理，如果子載波的數(shù)量很多，OFDM信號的幅值將服從復(fù)高斯分布。由此說來，OFDM信號的峰值功率和平均功率之比很大，即同傳統(tǒng)的恒包絡(luò)的調(diào)制方法相比，OFDM調(diào)制存在一個很高的峰值因子。因為OFDM信號是很多個小信號的總和，這些小信號的相位是由要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)序列決定的。對某些數(shù)據(jù)，這些小信號可能同相，而在幅度上疊加在一起，從而產(chǎn)生很大的瞬時峰值幅度。而峰平比過大，將會增加AD和DA的復(fù)雜性，而且會降低射頻功率放大器的效率。同時，在發(fā)射端，放大器的最大輸出功率就限制了信號的峰值，這會在OFDM頻段內(nèi)和相鄰頻段之間產(chǎn)生干擾。所需線性范圍寬由于OFDM系統(tǒng)峰值平均功率ELPAPR大，對非線性放大更為敏感故OFDM調(diào)制系統(tǒng)比單載波系統(tǒng)對放大器的線性范圍要求更高。15本文工作本文工作主要是實現(xiàn)基于IEEE8021IA協(xié)議的OFDM系統(tǒng)的內(nèi)接收機。而內(nèi)接收機主要包括同步參數(shù)的估計和信道參數(shù)的估計。而OFDM系統(tǒng)對相位噪聲和載波頻偏非常敏感，所以浙江大學(xué)碩士論文在同步參數(shù)的估計上尤為重要。目前有很多文章對OFDM系統(tǒng)的信道估計和同步算法做了理論上的研究，提出了各種算法在OFDM系統(tǒng)中，估計信道傳輸函數(shù)的力法是基于頻域?qū)ьl和插值技術(shù)的信道估計方法，其主要原理是在發(fā)射端將導(dǎo)頻符號插入數(shù)據(jù)符號件，在接收端從數(shù)據(jù)符號中取出導(dǎo)頻符號并獲得導(dǎo)頻符號位置處子信道傳輸函數(shù)的估計，兩個導(dǎo)頻符號位置之間的子信道傳輸函數(shù)通過二維插值P2131的方法獲得。由于多徑和DOPPLE效應(yīng)移動無線信道的傳輸函數(shù)是時間和頻率選擇性的，當(dāng)信道為廣義平穩(wěn)非相關(guān)散射WSSIJS信道時，信道的傳輸函數(shù)的自相關(guān)函數(shù)在時間和頻率方向上是可分的，從而可將二維插值分解為兩個級聯(lián)的一維插值分別進行。而OFDM同步算法主要分為符號同步，采樣時鐘同步和載波同步，其中符號同步SYMBOLSYNCHRONIZATION和采樣時鐘同步SAMPLINGCLOCKSYNCHRONIZATION在數(shù)字通信中一般都稱為定時同步。符號同步是要找到FFT窗的正確位置?？梢酝ㄟ^接收的訓(xùn)練序列的幫助得到W伙也可以利用OFDM符號前的保護間隔GI或CP的相關(guān)性得到TIA211這樣就不需要訓(xùn)練序列卜但是在多徑信道中，保護間隔的循環(huán)特性會被ISI破壞，從而。無法保證正確的符號同步。如果符號定時誤差在保護間隔所能提供的ISI的容限以外，那么就會引起ISI。破壞正交性以及降低系統(tǒng)性能。另外，在相干OFDM系統(tǒng)中，通過內(nèi)插進行的信道估計的性能也會因為符號定時誤差而大大降低，所以，更加精確的符號同步的算法是非常必要的。相對于符號同步，采樣時鐘同步就是要使接收端的采樣時鐘碩率和發(fā)射端的對齊。這是因為在實際的硬件實現(xiàn)過程中，發(fā)射機和接收機的采樣時鐘總是存在偏差。每個信號采樣和正確的采樣時間有一個小的偏差，而且隨著采樣的增加，線性增加，導(dǎo)致碼元定時的漂移同時還會導(dǎo)致ICI，進一步惡化同步問題。舉個例子如果采樣時鐘頻率是5MHZ偏差是1OPPM那么碼元定時就會有每秒50個樣值的漂移。只有在幀長足夠短的情況下，引起ICI導(dǎo)致的性能下降通常才可以忽略掉。所以采樣時鐘同步也是非常重要。如果采樣偏差必須被補償，通常用時域的內(nèi)插濾波器或者頻域的相位旋轉(zhuǎn)器來進行補償。另外在OFDM系統(tǒng)中載波頻率的偏差一般來源千兩個方面1發(fā)射機和接收機之間本地晶振的不匹配2無線移動信道中多普勒效應(yīng)載波同步算法就是來補償上面兩點引起的頻偏。OFDM系統(tǒng)對信道的多徑時延不敏感，其抗多徑效應(yīng)較好，但是由于OFDM信號是由很多正交的子載波構(gòu)成的，所以每個子信道帶寬比起整個OFDM的信號帶寬要小得多對信道頻偏非常的敏感，通常較小的頻偏都會影響子載波之間的正交性，從而導(dǎo)致整個系統(tǒng)性能的降低。像文獻1227中提出的，很小的載波頗偏就會引起信躁比的很大損失。例如當(dāng)載波頻率為5GHZ時，IOOPPM的頻偏相當(dāng)于50KHZ。如果符號間隔為T32PS,從T二LBO所以為了確保載波間的正交性，在FFT之前就要盡量精確的估計載波的未知相位系數(shù)并進行補償。對此主要是結(jié)合訓(xùn)練序列、循環(huán)前綴和導(dǎo)頻對此進行估計P刃23251但是上面這些算法大多數(shù)主要是偏向于針對于特定的幀結(jié)構(gòu)或理論上的研究，因此或不能應(yīng)用于IEEE80211A系統(tǒng)的。或很難在FPGA中實現(xiàn)，因此要想實現(xiàn)基于TEEE802I1A協(xié)議的浙江大學(xué)碩士論文OFDM系統(tǒng)內(nèi)接收機，必須得根據(jù)此協(xié)議本身的幀結(jié)構(gòu)來改進算法，適合用FPGA來實現(xiàn)。因此本論文在第二章對適合IEEE80211A協(xié)議的信道估計算法進行了研究，提出了易于用FPGA實現(xiàn)的算法。在第三章對同步算法進行了研究，通過幾種算法的比較最后得出了比較適合的算法。在第四章用FPGA實現(xiàn)了前面的提出的算法。浙江大學(xué)碩士論文第二章系統(tǒng)的信道估計本章主要討論OFDM內(nèi)接收機的信道估計問題，本章先討論了無線信道通信的信道特性，然后給出了OFDM信道的估計模型，最后討論了適合IEEE80211A局域網(wǎng)的信道估計方法口21無線信道特性無線信道環(huán)境下的信息傳輸面臨許多挑戰(zhàn)。本節(jié)將簡單地介紹一下無線信道的傳輸特性關(guān)于無線通信信道的詳細討論，可參考文獻叫27。與有線信息傳輸相比，無線信道中的信號傳輸所經(jīng)歷的環(huán)境要復(fù)雜得多，其傳輸過程受到發(fā)送機和接收機間的復(fù)雜地形、移動物體和空氣溫度濕度以及它們的變化特性的影響，呈現(xiàn)出許多不穩(wěn)定的傳輸損傷。信號在無線發(fā)射機和接收機間的信道環(huán)境下的傳播過程可能經(jīng)歷的傳播機制包括直射LOSLINEOFSIGHT、反射REFLECTION，衍射DIFFRACTION和散射SCATTERING,而且由于信道本身的隨機性，各機制在傳輸中的地位也是隨機的，這就是無線信道遠比有線信道的傳輸壞境惡劣的主要原因有線傳輸環(huán)境通常是靜態(tài)平穩(wěn)的，可預(yù)測的，無線信道則出于前述的各種因素影響，呈現(xiàn)出很強的隨機時變性。無線信道的這種隨機性和時變性大致可以劃分為三類1自由空間傳播損耗與彌散，主要是距離和頻率的函數(shù)2陰影衰落，這主要是由于傳播環(huán)境這的地形起伏、建筑等障礙物對電波的遮蔽作用引起的。3多徑衰落，它是出于無線移動環(huán)境中的特有多徑現(xiàn)象造成的。實測表明這三種效應(yīng)表現(xiàn)在不同的距離范圍。從無線系統(tǒng)工程的角度，前兩種效應(yīng)屬干人尺度效應(yīng)LARGESCALEEFFECTS，主要影響無線通信的距離或者無線區(qū)的覆蓋范圍，通過合理的天線布局等設(shè)計可以消除其不利影響而后一種效應(yīng)屬于小尺度效應(yīng)SMALLSCALEEFFECTS，在數(shù)十個波長范圍或極短時間內(nèi)呈現(xiàn)快速劇烈的隨機性起伏，從而嚴重影響信號傳輸質(zhì)量，并且不能通過前述的簡單手段消除，所以本節(jié)主要來講小尺度衰弱。另外。僅從無線信道特性的時變性還可以把無線信道劃分為快衰落FASTFADIN日信道和慢衰落SLOWFADING信道。、一，、_止獻警黑二，知、,FED,味二，O20扭何圖21大尺度衰弱和小尺度衰弱示意圖浙江大學(xué)碩士論文211小尺度衰弱在實際的無線移動環(huán)境下，電波將經(jīng)歷不同的路程到達接收天線，這就是所謂多徑效應(yīng)。在多徑信道中，當(dāng)接收機和發(fā)射機的相對位置發(fā)生了即使1/2載波波長的位移時，或在短時間內(nèi)接收信號的幅度也會發(fā)生劇烈變化，我們稱之為小尺度效應(yīng)。1小尺度效應(yīng)的表現(xiàn)和影響因素小尺度效應(yīng)具體表現(xiàn)為1在小距離或短時間范圍內(nèi)接收信號強度的劇烈變化2由于不同信號路徑上的不同多普勒效應(yīng)引起的隨機頻率調(diào)制3由多徑時延擴展造成信號的時間彌散效應(yīng)影響小尺度效應(yīng)的主要因素有多徑傳播無線移動信道中，由于反射、散射等的影響，實際到達接收機的信號為發(fā)射信號經(jīng)過多個傳播路徑之后各分量的疊加。不同路徑分量的幅度、相位、到達時間和入射角各不相同，使接收到的復(fù)合信號在幅度和相位上都產(chǎn)生了嚴重的失真。多徑傳播會引起信號在時間上的展寬，從而帶來符號間的干擾ISIIO移動臺的運動速度在無線移動系統(tǒng)中，需要使用很高的載波頻率進行信號傳送。如果移動臺相對于基站運動，由于各入射信號的入射角不相同，各路徑分量受到不同的DOPPLER頻率調(diào)制，使接收到的復(fù)合信號產(chǎn)生非線性失真。若所使用的載波頻率一定，移動臺的移動速度越高，DOPPLER頻移對接收信號的影響就越嚴重。傳播環(huán)境中物體的運動如果無線信道環(huán)境中存在運動的物體，會使到達接收天線的某些多徑分量隨時間變化。如果移動物體處于發(fā)射或接收天線附近且具有較高的速度，這時，移動環(huán)境中運動物體引起的DOPPLER頻移對信號的影響就必須加以考慮信號的物理帶寬寬帶信號和窄帶信號在多徑信道咋，的表現(xiàn)出不同的衰落特性。如果傳送信號的物理帶寬比“信道帶寬，相干帶寬更寬，接收信號將產(chǎn)生失真。但如果信號帶寬比DOPPLER帶寬大很多，信號對DOPPLER頻移引起的失真將不敏感。如果傳送信號的物理帶寬比信道帶寬窄，則接收信號波形在時間上不會引起明顯的失真。但如果信號帶寬窄到可以與DOPPLER帶寬相比擬時，信號對。OPPLER頻移引起的失真將較為敏感Z多徑時變信道的沖激響應(yīng)模型基于多徑信道模型，并考慮到信道響應(yīng)的時變性，無線移動信道的沖激響應(yīng)可以表示為PF_HT,Z一藝A,TSRRPT21其中。,T1A,TI產(chǎn)”、側(cè)。、州T均是時變的隨機參量，分別為第P條徑的復(fù)衰減因子、時延和相移，PT為時刻T時的總路徑數(shù)。設(shè)發(fā)射信號為XT，于是接收到的信號YT可表示為浙江人學(xué)碩士論文YTHT,動X1NT二X一HT,RDRNT藝AR,TX，一RPTNT22上式充分反映了無線移動信道的多徑效應(yīng)和時變效應(yīng)。進一步，多徑信道沖激響應(yīng)的頻域表不為HT,W一FHT,R皿HT,ZE“TDZ233多徑時變信道的統(tǒng)計特性從式27和式29中可以看出，可以通過脈沖激勵法測量多徑信道的各條徑的復(fù)衰減系數(shù)及相應(yīng)的路徑時延，從而確定無線多徑信U的沖激響應(yīng)也可以通過頻率掃描法測量出無線多徑信道的頻率響應(yīng)，從而得到無線多徑信道的沖激響應(yīng)。然而，對于系統(tǒng)設(shè)計來說由于無線移動信道的復(fù)雜性和時變性，更重要的是了解其統(tǒng)計特性。通過大量實驗，人們可以得到各種無線移動環(huán)境的統(tǒng)計特性，從而把無線移動環(huán)境劃分為幾種典型的信道，其劃分依據(jù)主要從兩個角度出發(fā)1多徑時延擴展特性信號包絡(luò)的隨機衰落。2時變特性信號相位的隨機衰弱。其中多徑時延擴展特性引起了多徑效應(yīng)，而時變特性引起了多普勒效應(yīng)。多徑效應(yīng)和多普勒效應(yīng)是造成無線移動信道環(huán)境惡劣的兩個相對獨立的傳播機制。根據(jù)它們對無線移動信道的影響，或者說根據(jù)相千時間和相關(guān)帶寬與發(fā)送的符號周期和信號帶寬的關(guān)系，我們把信道劃分為I平坦衰落信道2頻率選擇性衰落3慢衰落信道4快衰落信道。22論文中所用到的信道模型前面己經(jīng)討論了無線移動環(huán)境的大尺度效應(yīng)和小尺度效應(yīng)，特別地我們分析了小尺度效應(yīng)中的多徑傳播特性和隨機時變特性。本論文后面的討論將只考慮小尺度效應(yīng)，且只考慮基帶模型，或者首先在AWGN環(huán)境下分析，然后把結(jié)果用到多徑環(huán)境下這也是大多數(shù)文獻常用的兩種方法。下面我們將首先給出論文用到的信道模型。221AWGN信道MODEL1AWGN信道是所有信道模型中最簡單的一種，信號XT經(jīng)信道HT之后輸出為YTXTHT十NT，其中NT為平穩(wěn)白噪高斯過程。信道的系統(tǒng)框圖如圖22所示，其中信噪比SNRDR是信道的唯一參數(shù)浙江大學(xué)碩士論文圖22AWGN信道系統(tǒng)框圖222瑞利多徑信道MODEL11瑞利多徑信道的參數(shù)包括多徑數(shù)尸、各條徑的時延T,和增益系數(shù)LAP以及自噪聲功率以信噪比SNRDB表示PI_。從前面的討論可知，信號XT經(jīng)信道HT之后輸出為HT,T二藝A,TXT一PTN1,F以瑞利多徑信道可以用橫截濾波器級聯(lián)一個。信道構(gòu)成，其葉橫截濾波器的延遲系數(shù)和抽頭系數(shù)分別為行P,A月如圖23所示，同圖22,其中SNR是信噪比DB。瑞利信道的產(chǎn)生請參考文獻3FT,T曰叫丁2TP_,曰TP【竺華絲N1IYM圖23多徑瑞利信道23OFDM信道估計231數(shù)字系統(tǒng)的信道估計模型信道估計就是要使信道的不確定性降至最小，使之對收發(fā)兩方而言是“透明的”。它包含兩個方面1獲取或測量信道參數(shù)，這是通常意義上的信道估計問題。2信道矯正或稱信道去藕合，這是信道估計的最終目的。在很多系統(tǒng)中需進行信道估計，。比如許多基于橫截濾波的時域均衡器中，兩者可能是同時進行的。甚至無比如差分調(diào)相系統(tǒng)。圖24給出了一般通信系統(tǒng)的信道估計模型浙江大學(xué)碩士論文ST發(fā)送信號HTRFONTB,SINB,QNT42個低通濾波后上式變?yōu)镮COSB,INT2一一SIN2B,QNT解調(diào)Q路信號浙江大學(xué)碩士論文SNT,SIN27RFONT_COS2SRFONT,0,一NTSIN2TFONT,B,QNTSIN2RFONT一合SIN4RFONTB,一。一合FCOS41RFANT0,一B,L。43經(jīng)過個低通濾波后上式變?yōu)樯鶶IN況2合一。，。當(dāng)。二。時上面兩路解調(diào)信號變成喜INT,1QNT，這時的解調(diào)信號中，路和Q路之2“2“、一間沒有任何干擾，不過一般情況下B,0，這就會對解調(diào)產(chǎn)生上面的影響，這個影響在復(fù)數(shù)域上可表示為。1IJQ,所以去掉只的影響有很多種方法一種是自同步發(fā)送端不發(fā)送專門的同步信息，接收端設(shè)法從收端的信號中提取同步信息。如圖43所示。另一種是外同步法有發(fā)送端發(fā)送專門的同步信息稱為導(dǎo)頻，接收端把這個導(dǎo)頻提取出來做為同步信號。我們這里采取的是外同步法，不過是直接進行補償在頻域上，令接收到的長訓(xùn)練序列除上己知的長訓(xùn)練序列，這樣就得出EJ4的值，然后把這個值補償?shù)?。這樣做一個粗的補償，還剩下的誤差可以看作是定時誤差，在后面的定時跟蹤上的到補償?shù)屯ㄝ斎胄盘?00相移黯撬低通圖43自同步法消除01在我們這個系統(tǒng)由干抽樣頻率是中頻的4倍即T0,1,2,牛。所以本地的同步信號4JNN4K,K鄂COS27RFONT”二4K1,K0,1,2,，N4K十2,K0,1,2,，二N4K十3,K二0,1,2,，可以取1,0、1,0，代入42式得，COSB,I4KT,SINB,Q4KT,0,COSB,I4K2TSINB,Q4K2T,0其中K二0,1,2,，二。同理本地信號浙江大學(xué)碩士論文4K,4KI,KK二0,L,2,SIN27I無N雙0,1,2,，一N4K2,K0,1,2,可以取0,1,0，1N4K3,K0,1,2010L爭代入43式得0,SINB,I4KT一COS0,Q4KT,0,SIN01I4K2T一COSB,Q4K2T,0從上面得到的解調(diào)數(shù)據(jù)來看，并沒有包含高頻項，所以不需要在經(jīng)過一個低通濾波器了，這是采樣頻率是中頻四倍的所帶來的好處。這樣的話整個下變頻是很容易用FPGA來實現(xiàn)了。3抽樣速率轉(zhuǎn)換由于后面模塊處理的數(shù)據(jù)速率為20M，而采樣進來的速率為40M,所以必須進行2倍的抽樣。如果直接對下變頻的數(shù)據(jù)進行抽樣，會有一個問題當(dāng)I路上有值時Q路上為0，當(dāng)Q路上有值時I路為。，即在同一時刻不能同時都到I路和Q路上的值。所以必須進過一個內(nèi)插濾波器，使I路和Q路在每一個時刻上都同時有值。仔細觀察上面所得的I路，Q路的下變頻數(shù)據(jù)，I路S1,0,S3,0,S5,0Q路0,S2,0,S4,0,S6。就會發(fā)覺I路，Q路數(shù)據(jù)可以看作是被2倍零值內(nèi)插了，其實對I路和Q路來說，A。采樣結(jié)合數(shù)字下變頻可以看作是零值內(nèi)插的過程。對整數(shù)倍零值內(nèi)插這里簡單介紹一下所謂整數(shù)倍零值內(nèi)插是指把原始抽樣點之間插入11個零值401。則內(nèi)插后的序列XIX,MXJ,M0,1I,121，二440,其他11了、ESEE一一內(nèi)插過程如圖44所示。XN0123一喻X田01234567一一T圖44整數(shù)倍零值內(nèi)插內(nèi)插器用符號表示則如圖45所示。一一樞至扮X0M浙江大學(xué)碩士論文圖45內(nèi)插器的符號表示下面討論內(nèi)插的信號頻譜X,W“與原始譜XE“之間的關(guān)系。由于X,M除了M為I的整數(shù)倍處為其余都為零。所以有X,Z藝X,IZ藝XMZ,45XZ把ZELL代入式45可得內(nèi)插后的信號頻譜為X,E“XE“R46原始譜ME“B濾C濾波后一2下一皿圖46內(nèi)插I二2前后的頻譜結(jié)構(gòu)圖從原理可以得出必須經(jīng)過一個濾波器濾掉冗余的信息。因此，本文針對此模塊的要求設(shè)計了一個FIR濾波器4,。此濾波器是用升余弦函數(shù)來實現(xiàn)的。升余弦函數(shù)的頻域函數(shù)為浙江大學(xué)碩士論文FL_15DB可以