【優(yōu)秀碩士博士論文】微電網(wǎng)用雙向dcdc變換器損耗及效率優(yōu)化研究(終)

學(xué)位論文題目微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器損耗及效率優(yōu)化研究英文STUDYONLOSSANDEFFICIENCYOPTIMIZATIONFORBIDIRECTIONAL題目DC/DCCONVERTERINTHEMICROGRIDSYSTEM摘要雙向DC/DC變換器作為微電網(wǎng)系統(tǒng)電力儲能環(huán)節(jié)的重要組成部分，對微電網(wǎng)穩(wěn)定運行非常重要，而其損耗和效率直接關(guān)系到變換器能否健康運行，同時與經(jīng)濟(jì)效益密切相關(guān)，因此研究微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器的損耗和效率問題具有很高的實用價值。本文以一臺雙向DC/DC樣機(jī)主電路為效率優(yōu)化對象，針對功率器件、磁性元件和濾波電容三類器件在實際電路中所存在的損耗問題，開展了雙向DC/DC變換器的損耗及效率優(yōu)化的研究。本文主要研究內(nèi)容如下設(shè)計出了滿足樣機(jī)指標(biāo)的雙向DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并采用常規(guī)計算方法，從實現(xiàn)DC/DC基本功能出發(fā)，計算出了主電路各部分參數(shù)，包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件。所設(shè)計的電路拓?fù)浜蛥?shù)將作為損耗和效率優(yōu)化研究的對象和入口參數(shù)。分析了快恢二極管和IGBT的開關(guān)過程，得出了其損耗的近似表達(dá)式和影響因素，并對硬開關(guān)雙向DC/DC進(jìn)行了功率器件損耗實驗。采用有損緩沖和軟開關(guān)這兩種損耗優(yōu)化方案，并做實驗對比，重點討論了充電ZVZCS和放電ZVS軟開關(guān)實現(xiàn)條件和主要電路模態(tài)，提出了軟開關(guān)輔助參數(shù)迭代優(yōu)化策略，得出了優(yōu)化結(jié)果，并通過實驗證明了該參數(shù)迭代優(yōu)化方法的正確性。討論了磁芯損耗和繞組損耗的產(chǎn)生原因和影響因素，分析了雙向DC/DC變換器中變壓器和反激繞組的工作波形與損耗計算方法，并對雙向DC/DC進(jìn)行了磁性元件損耗實驗。提出了變壓器和反激繞組的損耗優(yōu)化方案，并進(jìn)行了實驗對比，從發(fā)熱、效率、成本和體積等方面綜合考慮，選擇出了最優(yōu)的解決方案，使變換器性能顯著提升。分析了電容等效損耗模型，得出了雙向DC/DC兩個濾波電容的不同的損耗表達(dá)式，并進(jìn)行了濾波電容損耗實驗。提出了三種濾波電容的損耗優(yōu)化方案，并從損耗、整機(jī)效率、紋波電壓、成本和體積等多方面進(jìn)行了實驗對比，確定了綜合性能最優(yōu)的方案，同時實現(xiàn)了電容低溫升、高效率、低紋波、低成本和小體積。綜上所述，本文以微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器為優(yōu)化對象，提出了功率器件、磁性元件和電容損耗的優(yōu)化方法，采用實驗對比的方法證明了優(yōu)化方法的有效性，為電路進(jìn)一步降低熱耗、提高效率和提升功率密度提供了思路和依據(jù)。關(guān)鍵詞微電網(wǎng)，雙向DC/DC，損耗，效率，優(yōu)化ABSTRACTASTHEKEYCOMPONENTOFMICROGRIDSELECTRICPOWERSTORAGESYSTEM,THEBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERISOFGREATSIGNIFICANCETOTHEGRIDSSTABILITYTHECONVERTERSPOWERLOSSESANDEFFICIENCYARECLOSELYRELATEDTOTHEWHOLESYSTEMSWELLRUNNINGANDECONOMICBENEFITSTHEREFORE,THESTUDYONLOSSESANDEFFICIENCYOFBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERSINTHEMICROGIRDSYSTEMISOFMUCHPRACTICALUSETHISDISSERTATIONMAINLYSTUDIESTHEOPTIMIZATIONOFABIDIRECTIONALDC/DCPROTOTYPESLOSSESANDEFFICIENCYCENTERINGONTHREEDIFFERENTKINDSOFPRACTICALLOSSPROBLEMSPOWERDEVICELOSSES,MAGNETICELEMENTLOSSESANDFILTERCAPACITORLOSSESTHEMAINCONTENTSOFTHISDISSERTATIONAREASFOLLOWSTHETOPOLOGYOFTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERISDESIGNEDFORTHEMICROGRIDSYSTEMTHEPARAMETERSOFTHETRANSFORMER,FLYBACKWINDING,FILTERCAPACITORSANDPOWERDEVICESARECALCULATEDTOMEETTHEPERFORMANCEINDEXES,USINGCOMMONCALCULATIONMETHODSFROMTHESTANDPOINTOFFUNCTIONIMPLEMENTATIONTHESECIRCUITPARAMETERSARETHEOBJECTANDSUCTIONVARIABLESOFSUBSEQUENTEFFICIENCYOPTIMIZATIONSWITCHINGPROCESSESOFFASTRECOVERYDIODEFRDANDIGBTAREANALYZEDTODEDUCETHEAPPROXIMATEEXPRESSIONANDMAINFACTORSOFLOSSESLOSSEXPERIMENTSOFTHEBIDIRECTIONALHARDSWITCHINGDC/DCCONVERTERAREMADETOANALYZEPOWERDEVICELOSSESTHEDISSERTATIONADOPTSTWOLOSSOPTIMIZATIONSCHEMESTHELOSSYSNUBBERCIRCUITANDSOFTSWITCHING,ANDCOMPARESTHETWOSCHEMESEXPERIMENTALRESULTSINDETAILBASEDONSOFTSWITCHINGCONDITONSANDEQUIVALENTCIRCUITSOFZVZCSINCHARGINGMODEANDZVSINDISCHARGINGMODE,AITERATIONOPTIMIZATIONSTRATEGYOFTHESOFTSWITCHINGAUXILIARYCIRCUITISPRESENTEDTODETERMINETHEOPTIMIZATIONRESULTSTHEEXPERIMENTALRESULTSINDICATETHEEFFECTIVENESSOFOPTIMIZATIONSTRATEGYTHEMAINREASONSOFMAGNETICCORELOSSANDWINDINGLOSSAREANALYZEDTODEDUCETHEMAGNETICLOSSEXPRESSIONONTHEBASEOFTHEWOKINGWAVEFORMSOFTHETRANSFORMERANDFLYBACKWINDINGMAGNETICLOSSEXPERIMENTSAREMADETHEOPTIMIZATIONMETHODISSTUDIEDFORTHELOSSOFTHETRANSFORMERANDFLYBACKWINDINGBYCONSIDERINGALLFACTORS,INCLUDINGHEAT,EFFICIENCY,COSTANDVOLUME,ETC,THEDISSERTATIONSELECTSTHEBESTSCHEME,SIGNIFICANTLYENHANCINGTHECONVERTERSPERFORMANCESTHECAPACITOREQUIVALENTLOSSMODELISANALYZEDTODEDUCETHEAPPROXIMATEEXPRESSIONOFTWOFILTERCAPACITORSINTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVETERFILTERCAPACITORLOSSEXPERIMENTSOFBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERAREMADETHREEOPTIMIZATIONMETHODSAREPRESENTEDFORTHELOSSOFFILTERCAPACITORSCONSIDERINGSUCHASPECTSASLOSS,EFFICIENCY,RIPPLEVOLTAGE,COST,ANDVOLUME,THISDISSERTATIONPRESENTSTHEBESTCAPACITOROPTIMIZATIONSCHEMEANDITSEXPERIMENTALRESULTS,REALIZINGCAPACITORSLOWLOSS,HIGHEFFICIENCY,LOWRIPPLEVOLTAGE,LOWCOSTANDSMALLVOLUMEINSUMMARY,STUDIESONOPTIMIZATIONMETHODSHAVEBEENMADEFORTHELOSSESOFPOWERDEVICES,MAGNETICELEMENTSANDFILTERCAPACITORSINTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVETERTHEEXPERIMENTALCOMPARIONSAREMADETOPROVETHEEFFECTIVENESSOFTHESEOPTIMIZATIONMETHODSTHESTUDIESONLOSSANDEFFICIENCYOPTIMIZTIONCANSERVEASIDEASANDFOUNDATIONS,INORDERTOFURTHERREDUCETHERMALLOSS,ENHANCEEFFICIENCYANDINCREASETHEPOWERDENSITYKEYWORDSMICROGRID,BIDIRECTIONALDC/DCCONVERTER,POWERLOSSES,EFFICIENCY,OPTIMIZATION目錄第1章緒論111研究背景及意義1111研究背景1112研究意義212國內(nèi)外研究現(xiàn)狀3121功率器件損耗研究現(xiàn)狀3122磁性元件損耗研究現(xiàn)狀4123電容器損耗研究現(xiàn)狀4124存在的問題513本文主要研究內(nèi)容6第2章雙向DC/DC變換器主電路設(shè)計821樣機(jī)技術(shù)指標(biāo)822主電路拓?fù)溥x擇823主電路參數(shù)設(shè)計9231高頻變壓器設(shè)計9232反激繞組設(shè)計11233濾波電容設(shè)計14234功率器件選型1424本章小結(jié)15第3章功率器件損耗分析及其輔助電路優(yōu)化1631快恢二極管損耗模型1632IGBT損耗模型2033功率器件損耗分析2634充電模式功率器件損耗及效率優(yōu)化策略27341硬開關(guān)加緩沖電路28342移相全橋軟開關(guān)及輔助電路參數(shù)優(yōu)化3335放電模式功率器件損耗及效率優(yōu)化策略41351硬開關(guān)加緩沖電路42352有源鉗位軟開關(guān)及輔助電路參數(shù)優(yōu)化4336本章小結(jié)48第4章磁性元件損耗分析及設(shè)計優(yōu)化4941磁芯損耗模型4942繞組損耗模型51421繞組損耗影響因素52422繞組損耗的計算52423繞組均流設(shè)計5343磁性元件損耗分析5444變壓器損耗優(yōu)化設(shè)計55441變壓器已知量55442變壓器優(yōu)化設(shè)計方法56443變壓器優(yōu)化設(shè)計結(jié)果5945反激繞組損耗優(yōu)化設(shè)計60451反激繞組已知量61452反激繞組優(yōu)化設(shè)計方法61453反激繞組優(yōu)化設(shè)計結(jié)果6346本章小結(jié)65第5章電容器損耗分析及設(shè)計優(yōu)化6651電容損耗模型6652濾波電容損耗分析6953濾波電容優(yōu)化選擇7054本章小結(jié)72第6章總結(jié)與展望7361全文工作總結(jié)7362進(jìn)一步工作設(shè)想74參考文獻(xiàn)75作者在攻讀碩士學(xué)位期間發(fā)表的學(xué)術(shù)論文79致謝80第1章緒論11研究背景及意義111研究背景當(dāng)前，全球范圍內(nèi)的能源短缺和傳統(tǒng)工業(yè)造成的污染，是關(guān)乎社會可持續(xù)發(fā)展的重大問題?？稍偕茉从捎诰哂懈咝鍧嵉奶攸c而備受重視，常見的可再生能源形式包括太陽能、風(fēng)能和燃料電池等，但各種新能源裝置往往是小型的、分散的，因此稱之為分布式發(fā)電系統(tǒng)13。微電網(wǎng)系統(tǒng)是指由各種分布式電源和負(fù)荷組成的微型電網(wǎng)，可實現(xiàn)內(nèi)部統(tǒng)一控制，通過單一接口與大電網(wǎng)相連，可實現(xiàn)并網(wǎng)運行和孤島運行46。微電網(wǎng)除了可高效地利用新能源資源，促進(jìn)節(jié)能減排，同時可改善傳統(tǒng)大電網(wǎng)運行中可靠性不高、抗風(fēng)險能力不強(qiáng)、調(diào)度困難等問題，是構(gòu)成智能電網(wǎng)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)之一4。我國幅員遼闊，資源和人口分布嚴(yán)重不均衡，因此發(fā)展微電網(wǎng)對改善我國傳統(tǒng)供配電形勢具有重大意義。在我國西北和西南部分偏遠(yuǎn)地區(qū)傳統(tǒng)大電網(wǎng)難以覆蓋，利用小型光伏和風(fēng)力發(fā)電站組成微網(wǎng)系統(tǒng)，可提高電力傳送的質(zhì)量和覆蓋面積。部分供電緊張的中大型城市可利用分布式電源小型化的特點，在靠近城市的郊區(qū)建立發(fā)電站，直接并入低壓電網(wǎng)，改善電能傳輸?shù)膿p耗，減小傳統(tǒng)電網(wǎng)的投資成本。雖然微電網(wǎng)能夠適應(yīng)不均衡、分散的能源分布及電力需求，但由于可再生能源本身具有不連續(xù)性、隨機(jī)性、分散的特點，使其通過電力電子裝置并入電網(wǎng)后出現(xiàn)無法預(yù)測的電壓閃變和波動，造成了除電流諧波之外的另一種“污染”。目前有兩種方法用于解決此問題一是將大范圍的分布式電源統(tǒng)一控制和調(diào)度，使單一微電源的隨機(jī)性和不穩(wěn)定在整個微電網(wǎng)中弱化，提高電網(wǎng)穩(wěn)定和連續(xù)性；二是采用電力儲能設(shè)備，在隨機(jī)變化的新能源發(fā)電和穩(wěn)定的大電網(wǎng)之間實現(xiàn)能量緩沖6，因此通過雙向DC/DC變換器連接微電網(wǎng)本地直流母線和儲能用蓄電池是一種廣泛采用的形式，如圖11所示。雙向DC/DC變換器不僅為不連續(xù)的新能源提供緩沖，同時它承擔(dān)了負(fù)載的瞬變功率，提高了新能源發(fā)電裝置的使用壽命和可靠性。AC大電網(wǎng)本地直流母線單向DC/DC光伏電池雙向DC/DC蓄電池本地直流負(fù)載燃料電池風(fēng)機(jī)單向DC/DC單向AC/DC并網(wǎng)DC/AC本地交流負(fù)載本地交流母線微電網(wǎng)圖11微電網(wǎng)系統(tǒng)典型結(jié)構(gòu)圖11中的陰影部分為微電網(wǎng)用雙向DC/DC變換器，連接本地直流母線和儲能用蓄電池，各類新能源發(fā)電裝置通過單向DC/DC或AC/DC將電能輸送給直流母線，維持母線電壓，并為本地直流負(fù)載供電，直流電經(jīng)并網(wǎng)DC/AC轉(zhuǎn)化成交流電，為本地交流負(fù)載供電，并且可連接大電網(wǎng)。雙向DC/DC根據(jù)電能供需關(guān)系靈活調(diào)整電能流向，為微電網(wǎng)提供能量緩沖和智能化管理。課題來源于企業(yè)委托項目“微電網(wǎng)用6KW充放電智能型雙向電力調(diào)節(jié)器研發(fā)”和“微電網(wǎng)用20KW充放電智能型雙向DC/DC變換器研發(fā)”。112研究意義雙向DC/DC變換器是微電網(wǎng)系統(tǒng)的重要組成部分，作為清潔能源發(fā)電的輔助設(shè)備，其工作效率是系統(tǒng)的重要指標(biāo)之一。倘若雙向DC/DC無法實現(xiàn)高效率、低損耗，那么也就喪失了新能源系統(tǒng)高效節(jié)能的優(yōu)勢。變換器在工作過程中的損耗和發(fā)熱情況直接關(guān)系到器件能否正常工作，影響整個設(shè)備的工作壽命，而其工作效率又與經(jīng)濟(jì)效益息息相關(guān)。因此研究雙向DC/DC在大功率場合的損耗和效率問題具有很高實用和經(jīng)濟(jì)價值。在高壓大功率場合，隔離型的雙向DC/DC變換器面臨著比基本拓?fù)涓鼮閲?yán)重、復(fù)雜的損耗和效率問題。通常隔離型雙向DC/DC采用一端電壓源輸入、一端電流源輸入的形式714，而電流源輸入一端會造成開關(guān)器件上很高的電壓尖峰1517，使雙向DC/DC損耗問題更加難以解決。大功率的雙向DC/DC常常工作于惡劣的環(huán)境，工作環(huán)境溫度往往高于正常的室溫，而大量的損耗造成的熱量耗散可能提高工作環(huán)境溫度，從而進(jìn)一步抬升DC/DC自身溫度，縮短器件壽命，穩(wěn)定性變差，維修次數(shù)增多。較高的損耗往往伴隨著較高的DI/DT和DU/DT，產(chǎn)生很大的噪聲干擾，影響周圍通訊設(shè)備的正常工作，并干擾測量儀器得出準(zhǔn)確的結(jié)果。由于半導(dǎo)體器件和導(dǎo)線隨著溫度的升高，其載流能力逐漸減弱，通態(tài)壓降或?qū)娮桦S溫度逐漸增大而產(chǎn)生更大的熱量和損耗，若不能有效抑制損耗并散熱，將會形成惡性循環(huán)，最終使器件失效，設(shè)備停機(jī)，甚至釀成火災(zāi)等事故，造成經(jīng)濟(jì)損失。目前各類工業(yè)產(chǎn)品逐漸向小型化、便攜化和低功耗發(fā)展，用戶對電源的要求越來越高，電力電子裝置的高功率密度化、薄型化、模塊化逐漸成為發(fā)展的潮流18。提高DC/DC開關(guān)頻率是減小其重量和體積的關(guān)鍵措施，但是，電源內(nèi)部的開關(guān)損耗隨著頻率的提高而加劇，成為制約電源系統(tǒng)發(fā)展的主要因素之一。開展雙向DC/DC變換器的損耗和效率的優(yōu)化研究，對于提高開關(guān)頻率、減小設(shè)備體積和成本，具有重大意義。12國內(nèi)外研究現(xiàn)狀雙向DC/DC的損耗主要源自三部分功率器件，磁性元件和電容器。這三部分損耗可單獨分析但又相互影響1920，目前已有大量針對這三類損耗的研究成果，包括損耗建模理論，損耗產(chǎn)生機(jī)理以及損耗解決方法?，F(xiàn)將三類損耗的研究現(xiàn)狀分別討論如下。121功率器件損耗研究現(xiàn)狀功率開關(guān)器件的損耗問題一直是各國學(xué)者研究的熱點，開關(guān)頻率的不斷提高，使損耗的建模分析很大程度上決定了設(shè)計成敗與否。功率器件損耗分析一直是建立在開關(guān)器件模型的基礎(chǔ)上，目前已有多種對開關(guān)器件的損耗建模方法2029，主要分為兩種一種是基于器件具體參數(shù)的精確模型，由于需要大量具體參數(shù)的支撐，該種模型只能用計算機(jī)仿真的方法得出精準(zhǔn)的結(jié)果，雖然最接近實際情況，但所需計算量大，耗時長，這也是精確模型無法在工程上得到廣泛應(yīng)用的原因25；另一種是電路簡化的解析模型，即利用近似擬合得到的電壓電流瞬時表達(dá)式將損耗表示出來，這種模型計算量小，能夠使設(shè)計者快速得出結(jié)論，也便于分析不同電路環(huán)境中開關(guān)器件的損耗情況，因此是目前工程上最常用的損耗分析方法1927，但由于在解析過程中大大簡化了開關(guān)過程，由該模型得出的結(jié)果的準(zhǔn)確性非常依賴于簡化的程度和假設(shè)的合理性。在簡化電路模型中，通常認(rèn)為寄生電容是影響開關(guān)行為的主導(dǎo)因素，但隨著半導(dǎo)體工藝的發(fā)展，功率管容量的升級，電流密度增大，使得寄生電容減小，電容不再是影響開關(guān)行為的唯一主導(dǎo)因素，而寄生電感的作用逐漸被重視起來，成為了不可忽略的要素23，如此對傳統(tǒng)開關(guān)模型的改進(jìn)，進(jìn)一步加強(qiáng)了開關(guān)動作描述的準(zhǔn)確性，更全面地反映功率器件的損耗情況。122磁性元件損耗研究現(xiàn)狀磁性元件的損耗包括鐵損（磁芯損耗）和銅損（繞組損耗）30，目前已有很多針對磁性元件損耗建模、計算及分析的研究成果。對磁損的研究主要是圍繞影響磁損的各種因素而展開，早期的STEINMETZ方程是在正弦波激勵的前提下提出的，STEINMETZ方程是經(jīng)驗公式，通過實踐檢驗，它能夠精確的描述磁芯損耗，但它畢竟是由正弦波測量值得出的，因此無法精確表示DC/DC變換器等非正弦波勵磁的磁芯損耗31。1978年，DYCHEN開始了非正弦波激勵下的磁損計算，隨后ABROCKMEYER，MHPONG等科學(xué)家提出了各自有代表性的理論，他們通過數(shù)學(xué)手段對經(jīng)典的STEINMETZ方程進(jìn)行了改進(jìn)和推廣3139。磁損理論發(fā)展至今已經(jīng)能夠準(zhǔn)確分析各因素對磁芯損耗的影響，但在隔離型DC/DC變換器中，占空比和直流偏置磁場對磁芯損耗都會產(chǎn)生影響，但這些方面的研究成果還較少。磁性元件銅損的建模與計算，也是損耗研究的熱點，目前已經(jīng)有大量的研究成果可用于分析銅損。最初的研究由DOWELL開展，他提出了繞組一維模型，并用截面積等效的方法研究繞組損耗，后續(xù)的研究工作基本上都是在DOWELL的基礎(chǔ)上展開的4041。進(jìn)一步的研究發(fā)現(xiàn)了線圈結(jié)構(gòu)對繞組損耗的重要影響，從而提出了級連（INTERLEAVE）的概念。但目前的研究成果中，仍然只有很少數(shù)專門針對不同繞組分布對磁性元件損耗的影響，以及變壓器繞組并聯(lián)方法，因此有必要對此做進(jìn)一步深入的研究。123電容器損耗研究現(xiàn)狀隨著功率半導(dǎo)體器件的工作頻率不斷提高，電力電子設(shè)備可工作在更高的開關(guān)頻率下，電容也在不同的頻率下表現(xiàn)出了不同的損耗。對電容損耗的研究離不開電容損耗模型的建立，目前已有不少頗具代表性的研究成果文獻(xiàn)4243用數(shù)學(xué)方法討論了電容損耗隨開關(guān)頻率變化的情況以及計算方法；文獻(xiàn)44從建立電容等效電路的角度出發(fā)，將產(chǎn)生損耗的電容器等效為理想電容和電阻的串聯(lián)，用損耗系數(shù)（損耗角正切）表示電容的損耗，即等效串聯(lián)電阻上消耗的有功功率；文獻(xiàn)45分析了特定電路中電容值變化對電容損耗的影響，提出了相應(yīng)的電容選型方案；文獻(xiàn)46利用一種RLC模型分析了電容各部分損耗產(chǎn)生的機(jī)理。正因為電容損耗和溫升是影響電力電子裝置工作壽命的關(guān)鍵因素之一，電容器的損耗一直是工程師設(shè)計產(chǎn)品所考慮的重點，但目前的電容設(shè)計大都基于經(jīng)驗，對電容損耗產(chǎn)生機(jī)理缺乏系統(tǒng)的研究，而且在大多數(shù)設(shè)計中，并沒有將電容器各種寄生參數(shù)作為影響系統(tǒng)效率的要素來對待，因此，有必要對電容損耗做進(jìn)一步的分析研究。124存在的問題（1）功率器件損耗建模與分析目前不少文獻(xiàn)對IGBT損耗的分析均以PT型器件為研究對象，并在討論關(guān)斷損耗時著重考慮了IGBT尾流現(xiàn)象，但是目前廣泛采用的NPT型IGBT在關(guān)斷時程中不再出現(xiàn)尾流，因此在用數(shù)學(xué)表達(dá)式擬合關(guān)斷過程中電壓、電流波形時，無需再分段處理。軟開關(guān)是減小開關(guān)損耗的重要措施，目前的文獻(xiàn)在分析軟開關(guān)實現(xiàn)條件時，大多從能量的角度來分析，這樣得出的結(jié)論是片面的，無法全面反映各個參數(shù)之間的關(guān)系。只有同時從能量和時域模型角度出發(fā)，才能建立完整的軟開關(guān)條件。（2）磁性元件損耗建模與分析用于描述磁芯損耗的STEINMETZ方程較為復(fù)雜，待定參數(shù)較多，在磁芯生產(chǎn)商未給出數(shù)值的情況下，多依賴于實驗測定和擬合，這無疑增加了損耗計算的難度，并使計算結(jié)果的準(zhǔn)確性很大程度上取決于實驗測定條件是否合理。然而在具體電路的損耗分析中，并不一定需要確定所有待定參數(shù)，工程上往往只需要利用部分參數(shù)明確減小損耗所要采取的措施。大多數(shù)文獻(xiàn)對繞組損耗的討論，只考慮計算表達(dá)式的推導(dǎo)，并研究其精確程度，而未考慮計算公式得出的前提條件繞組均流，而且許多文獻(xiàn)中給出的計算公式中的部分參數(shù)只具有象征性的意義，無法在某一電路中具體實現(xiàn)。（3）電容器損耗分析與設(shè)計多數(shù)文獻(xiàn)在選擇電容器參數(shù)時，往往只選用單一種類的電容，采用簡單的并聯(lián)組合。事實上，選用單一種類的電容很難兼顧濾波效果、損耗、散熱及成本等多個問題。13本文主要研究內(nèi)容本文將雙向DC/DC變換器的損耗分為三部分分別研究功率器件損耗、磁性元件損耗和電容器損耗。針對三部分損耗各自的特點，采用不同方法建立損耗模型，分析現(xiàn)有電路的損耗問題，提出損耗優(yōu)化的方法并計算相應(yīng)參數(shù)，用實驗對比的方法得出最終的損耗優(yōu)化結(jié)果。（1）雙向DC/DC主電路拓?fù)湓O(shè)計及參數(shù)計算根據(jù)雙向DC/DC變換器樣機(jī)的性能指標(biāo)，設(shè)計出滿足要求的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，從實現(xiàn)電路功能角度出發(fā)，采用常規(guī)方法計算出電路主要元器件的參數(shù)，包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件等。（2）功率器件損耗分析及設(shè)計優(yōu)化針對IGBT和快恢二極管各自的動態(tài)開關(guān)過程，使用波形近似、擬合的方法得出各部分損耗的時域表達(dá)式，明確各損耗點的主要影響因素。從實驗結(jié)果中總結(jié)現(xiàn)有雙向DC/DC在充、放電模式下所面臨的不同的損耗問題，明確需要改進(jìn)的方向。根據(jù)充、放電模式的不同電路特點，分別采取不同的損耗優(yōu)化措施，并提出充電ZVZCS軟開關(guān)和放電ZVS軟開關(guān)的輔助電路參數(shù)迭代優(yōu)化策略，得出優(yōu)化結(jié)果。（3）磁性元件損耗分析及設(shè)計優(yōu)化分別討論磁芯損耗和繞組損耗各自的產(chǎn)生原因和計算方法，得出其在雙向DC/DC變換器中的近似表達(dá)式，明確磁性元件的損耗優(yōu)化措施。從實驗結(jié)果中總結(jié)現(xiàn)有DC/DC的損耗及發(fā)熱問題，提出用于減小損耗、優(yōu)化效率的新方案，采用實驗對比的方法，同時綜合考慮發(fā)熱、效率、成本和體積等方面，選擇最優(yōu)的解決方案。（4）電容器損耗分析及設(shè)計優(yōu)化分析電容的等效電路模型，討論濾波電容在高頻工作條件下產(chǎn)生損耗的主要原因，得出雙向DC/DC電路中兩個濾波電容的不同的損耗表達(dá)式。從實驗結(jié)果總結(jié)濾波電容在損耗方面存在的問題，結(jié)合紋波電壓、成本和體積等多方面要求，提出三種濾波電容的損耗優(yōu)化方案，通過對比實驗數(shù)據(jù)，最終確定綜合性能最優(yōu)的電容器選型方案。本文的體系結(jié)構(gòu)如圖11所示緒論功率器件損耗模型總結(jié)與展望充電模式功率器件損耗優(yōu)化方法放電模式功率器件損耗優(yōu)化方法功率器件損耗分析實驗對比磁性元件損耗模型變壓器損耗優(yōu)化方法反激繞組損耗優(yōu)化方法磁性元件損耗分析實驗對比電容器損耗模型濾波電容損耗優(yōu)化方案濾波電容損耗分析實驗對比主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計及參數(shù)計算圖11本文系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖第2章雙向DC/DC變換器主電路設(shè)計按常規(guī)方法設(shè)計出的雙向DC/DC變換器主電路拓?fù)浜蛥?shù)，可以實現(xiàn)基本功能和指標(biāo)，但由于在設(shè)計之前缺乏實驗參照，往往無法全面考慮各部分器件的損耗問題，因此在器件溫升、效率、EMI等方面都或多或少會存在一些問題。本章將按照所給技術(shù)指標(biāo)，以功能實現(xiàn)為目標(biāo)，設(shè)計雙向DC/DC的主電路拓?fù)浜蛥?shù)，以此作為后續(xù)章節(jié)損耗和效率的優(yōu)化對象。21樣機(jī)技術(shù)指標(biāo)用于微電網(wǎng)系統(tǒng)的雙向DC/DC變換器樣機(jī)技術(shù)指標(biāo)如表21所示。表21雙向DC/DC變換器技術(shù)指標(biāo)充電額定功率PCHARGE/KW10放電額定功率PDISCHARGE/KW20直流母線電壓UDC/V360400蓄電池電壓UBAT/V300430充電輸出電流ICHARGE/A229放電輸出電流IDISCHARGE/A259充電輸出最大電壓紋波UBAT/V125放電輸出最大電壓紋波UDC/V12開關(guān)頻率FS/KHZ1022主電路拓?fù)溥x擇為提高穩(wěn)定性、保證安全運行、減小對地漏電流并且實現(xiàn)寬范圍輸入輸出電壓的匹配，雙高DCDC主電路拓?fù)洳捎酶綦x型結(jié)構(gòu)。由表21中的技術(shù)指標(biāo)可知，DC/DC兩端電壓UBAT和UDC較高，適合采用全橋結(jié)構(gòu)，即在高頻隔離變壓器的兩端連接全橋逆變/整流器。因電路具有雙向能量流，開關(guān)器件必須選擇具有寄生反并聯(lián)二極管的逆導(dǎo)全控器件，從而實現(xiàn)高頻逆變或整流。輸入輸出電壓幾百伏，電流幾十安，因此主電路無需采用器件串并聯(lián)或中點嵌位等復(fù)雜拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用基本的雙向全橋拓?fù)洌纯蓪崿F(xiàn)20KW的單機(jī)功率輸出。目前主流的雙向DC/DC均采用一端電壓源輸入，一端電流源輸入15，電流源側(cè)串大電感，具有平滑電流波形的作用。為提高蓄電池使用壽命，需減小蓄電池的電流脈動，因此將電流源一端接蓄電池，電壓源一端接直流母線。電流源輸入必將給電路啟動帶來一定的困難16，因此將蓄電池端的電感改造成為具有雙繞組的反激繞組，并增加二極管構(gòu)成反激式啟動電路，反激繞組的變比NF與變壓器變比NR一致。雙向全橋DC/DC變換器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖21所示。文獻(xiàn)1517對此電路的工作原理做了詳細(xì)討論，這里不再贅述。BATU1Q234D1RNDCU56Q78FN_4N32NCHARGEDISCHARGEFDP圖21雙向DC/DC變換器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)23主電路參數(shù)設(shè)計主電路參數(shù)設(shè)計包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件選型。231高頻變壓器設(shè)計（1）磁芯選型高頻隔離變壓器要求體積小、重量輕、寄生參數(shù)小，因此選用鐵基超微晶鐵芯作為變壓器的磁芯，因其具有較高的飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度，有利于減小體積和匝數(shù)。超微晶鐵芯剩磁較小，故采用無氣隙且具有保護(hù)盒的環(huán)形磁芯。因放電模式的輸出功率大于充電模式，所以按放電模式參數(shù)選擇磁芯型號為ONL1308040，其主要參數(shù)見表22。表22變壓器磁芯主要參數(shù)有效截面積AE/CM27磁路長度L/CM33磁芯外徑OD/MM130磁芯內(nèi)徑ID/MM80磁芯高度HT/MM40保護(hù)盒內(nèi)徑/MM76窗口面積AW/CM24534取導(dǎo)線電流密度J3A/MM2，窗口系數(shù)KU03，設(shè)放電模式下二極管D5D8消耗的最大功率約為500W，則變壓器N2側(cè)輸出功率可估計為PN22000050020500W，則變壓器的視在功率PT2050011/，其中為變壓器效率，估為095，所需要磁芯面積乘積為（2436051/923840TPSMUACMFBKJ1）由表22數(shù)據(jù)可計算得磁芯面積乘積為31738CM4，大于2338CM4，所選磁芯滿足要求。（2）匝比變壓器變比NR，即匝數(shù)比，按DC/DC的充電方向計算，考慮死區(qū)和驅(qū)動電路上升和下降沿的充放電時間，半個開關(guān)周期內(nèi)最大占空比設(shè)為085，則NR為（2MAXIN24301856BTDRCV2）其中DMAXTON_MAX/TS/2。（3）匝數(shù)因加在變壓器繞組N2上的電壓幅值為UDC，所以先計算匝數(shù)N2為（2MINAX346085186417DCSEVFAB3）從抗飽和角度考慮一定裕量，選取N2為24匝。則匝數(shù)N1為（212436RNN4）選取N1為34匝。（4）線徑和導(dǎo)線股數(shù)為減小發(fā)熱，導(dǎo)線的線徑應(yīng)留足裕量，即預(yù)設(shè)的電流最大有效值應(yīng)留有余地，取通過繞組N2的電流最大有效值為70A，則每一匝的銅導(dǎo)體截面積為（222703SM5）因開關(guān)頻率為10KHZ，為減小集膚效應(yīng)，繞組N2選擇直徑為069MM的銅導(dǎo)線并聯(lián)，每根導(dǎo)線的有效截面積為069/2221403737MM2，每一匝并聯(lián)的導(dǎo)線股數(shù)為2333/0373763。取通過繞組N1的電流最大有效值為50A，則每一匝的銅導(dǎo)體截面積為（22150673SM6）同樣，繞組N1選擇直徑為069MM的銅導(dǎo)線并聯(lián)，每一匝繞組并聯(lián)的導(dǎo)線股數(shù)為1667/0373745。（5）窗口校驗考慮到導(dǎo)線絕緣厚度，取導(dǎo)體總截面積為銅導(dǎo)體的15倍，所占用的窗口面積為23332416673415169CM24534CM2，窗口系數(shù)為169/4534037，因此繞組可以在所選磁芯窗口中繞下。所設(shè)計的高頻隔離變壓器如圖22所示。圖22雙向全橋DC/DC用高頻變壓器232反激繞組設(shè)計（1）電感量由于充電模式比放電模式輸出電流小，繞組N3的電感量應(yīng)按充電模式參數(shù)計算，按照文獻(xiàn)47所提出的電感量計算方法，設(shè)定電感電流最大紋波為IMAX20IL_MAX202958A，則繞組N3的電感量LF為（22BATERYBATERYL_MXS_MAXRDCBUS_X1104042FSUUIINH7）取一定的裕量，LF為14MH。（2）磁芯選型電感磁芯按照磁芯尺寸與功率處理能力的關(guān)系選擇48，本電路中依放電模式參數(shù)選型。為減小體積和匝數(shù)，同時方便繞線和設(shè)置氣隙，選用矩形鐵基非晶磁芯CFC113050040040，兩個磁芯并繞，磁芯具體參數(shù)如表23所示。表23反激繞組磁芯參數(shù)有效截面積AE/CM2128窗口面積AW/CM2565面積乘積AP/CM47232磁芯長度F/MM193磁芯寬度E/MM130磁芯高度D/MM40窗口長度C/MM113窗口寬度B/MM50取導(dǎo)線電流密度J4A/MM2，窗口系數(shù)KU03，反激繞組N3側(cè)峰值電流估算為ILPK11IL_MAX1120000/085/30086A，計算所需的磁芯面積乘積為（28）23246140816FLPKPMUIACMBJ磁芯實際的面積乘積2723214464CM4大于14381CM4。（3）匝數(shù)設(shè)放電工作時，磁感應(yīng)強(qiáng)度最大脈動量BMAX設(shè)為012T，則（29）3MAX3414058262FELINBA匝數(shù)N3取為28匝。（210）43/8/10RN所以匝數(shù)N4分別取20匝。（4）氣隙（211）2742334102180184OEGUALML為方便測量，取為18MM，即矩形鐵芯的兩個氣隙每處長度09MM。（5）線徑流過繞組N3的電流最大有效值為20000/08/30083A，則每一匝的銅導(dǎo)體截面積為（212）2380754SM因繞組N4只在啟動時工作，故取其電流最大有效值為50A，則每一匝的銅導(dǎo)體截面積為（213）2415S（6）窗口校驗考慮到導(dǎo)線絕緣厚度，取導(dǎo)體總截面積為銅導(dǎo)體的15倍，所占用的窗口面積為20752812520151246CM2565CM2，窗口系數(shù)為1246/565022，因此繞組在所選磁芯窗口中可以繞下。所設(shè)計的反激繞組如圖23所示。圖23雙向全橋DC/DC用反激繞組233濾波電容設(shè)計首先計算蓄電池側(cè)的濾波電容CB為（214）23231840510416BATBSFBATUDLUF然后按文獻(xiàn)17給出的方法計算直流母線側(cè)濾波電容CD為（215）MIN6/10559432SDDISCHARGEDCTIUUF上述計算出的濾波電容值只與電容旁路電流交流分量產(chǎn)生的電壓脈動相關(guān)，實際上，產(chǎn)生紋波的主要原因還包括電容寄生參數(shù)ESR，因此實際使用的電容值往往遠(yuǎn)大于上述計算值，因此式214和式215的計算結(jié)果雖具有指導(dǎo)作用，但實際意義不大。實際電路中，濾波電容采用電解電容串并聯(lián)形式，以提高電容高承擔(dān)高電壓的能力同時實現(xiàn)較高容值，并增加均壓電阻，防止電容動靜態(tài)分壓不均。以兩個EPCOS螺栓式2200UF/400V鋁電解電容串聯(lián)組成一組，CB為這樣的兩組再并聯(lián)，其等效電容為2200UF/800V，CD為這樣的三組再并聯(lián)，其等效電容為3300UF/800V。234功率器件選型按放電模式的參數(shù)選取功率器件。對于靠近蓄電池一端的Q1Q4，其承受的電實際電壓為NRUDC14400560V，實際電流最大值為ILPK11IL_MAX86A，所以Q1Q4選擇300A/1700V的IGBT模塊。對于靠近直流母線一端的Q5Q8，其承受的電實際電壓為UDC，實際電流最大值為NRILPK1486120A，所以Q5Q8選擇450A/1200V的IGBT模塊。圖24為采用本章所設(shè)計的電路拓?fù)浜蛥?shù)所搭建的雙向DC/DC變換器實驗平臺，圖25為組裝完成的雙向DC/DC變換器樣機(jī)。圖24雙向全橋DC/DC變換器實驗平臺圖25雙向全橋DC/DC變換器樣機(jī)24本章小結(jié)本章針對所給技術(shù)指標(biāo)，設(shè)計出主電路全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并計算了主電路參數(shù)，包括變頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件。本章的計算只考慮了實現(xiàn)功能，并未著重考慮變換器的各部分損耗，因此必然會在實際運行中出現(xiàn)一定的損耗和效率問題。本章設(shè)計出的電路拓?fù)鋵⒆鳛楹罄m(xù)損耗分析的研究內(nèi)容和效率優(yōu)化的對象，計算出的電路參數(shù)將作為后續(xù)章節(jié)中損耗和效率優(yōu)化過程的入口參數(shù)。第3章功率器件損耗分析及其輔助電路優(yōu)化功率器件的損耗由快恢二極管和IGBT兩部分組成，是構(gòu)成DC/DC變換器總損耗的主要組成部分49，討論其損耗形成的機(jī)理并采用損耗優(yōu)化措施，可大大降低器件工作的電壓、電流應(yīng)力，延長其工作壽命，降低散熱器溫度，提升整機(jī)效率。功率器件的損耗主要取決于兩個方面器件本身特性和器件運行條件。采用開關(guān)速度快、恢復(fù)時間短、通態(tài)壓降低的器件，要比采用開關(guān)速度慢、恢復(fù)時間長、通態(tài)壓降高的器件具有更高的效率；電路中采用軟開關(guān)，比開關(guān)器件工作于硬開關(guān)具體更大的優(yōu)勢。本章將從改善功率器件開關(guān)環(huán)境的角度出發(fā)，討論快恢二極管和IGBT的損耗模型并分析其在實際電路中的損耗情況，探討減小功率器件損耗的措施及其輔助電路的設(shè)計及優(yōu)化方法，并通過實驗驗證其正確性。31快恢二極管損耗模型在典型的PWM開關(guān)電路中，快恢二極管組成的整流器占總損耗的比重很大，尤其是在非同步整流電路中，二極管整流器帶來的損耗占劇了全部功率器件損耗的約4060。雙極性的快恢復(fù)二極管由于具有較長的反向恢復(fù)時間和較大的反向恢復(fù)電流49，將對同一電路中IGBT的正常工作產(chǎn)生不良影響，因此本章首先討論快恢二極管的損耗模型。本文所研究的雙向DC/DC主電路中，整流二極管實為IGBT模塊內(nèi)部的反并聯(lián)二極管，研究其損耗產(chǎn)生的機(jī)理、模型和計算方法，有助于根據(jù)實際情況采取合適的措施，從而抑制相應(yīng)的損耗?？旎謴?fù)二極管的損耗主要由三部分構(gòu)成關(guān)斷損耗、通態(tài)損耗和開通損耗49。其中，開通損耗所占比例較小，在有的文獻(xiàn)中將其歸入通態(tài)損耗一并考慮，而關(guān)斷損耗和通態(tài)損耗孰輕熟重，取決于元件所處的環(huán)境，例如在低壓大電流下，通態(tài)損耗往往占主要比重，但若采用肖特基二極管（SBD）或同步整流，則使通態(tài)損耗大大減小，若開關(guān)頻率進(jìn)一步提高，則開關(guān)損耗可能占主導(dǎo)地位。要解決損耗建模、分析與計算的問題，必須先分析快恢二極管的動態(tài)特性，即其開關(guān)過程的電壓、電流波形，如圖31。通過對實際電壓、電流的波形的近似處理，用折線和矩形逼近實際波形，可得出電壓電流的近似表達(dá)式，從而計算出二極管各部分損耗功率的大小。這種方法不完全從器件內(nèi)部機(jī)理出發(fā)，而只討論電壓、電流典型波形，忽略了某些不易獲取和建模的參數(shù)，如雜散電感、寄生電容等，卻揭示了影響損耗的主要因素，因此在工程上是較為準(zhǔn)確并可以接受的。TFRIFUFURTRRIRMT圖31快恢二極管開關(guān)動態(tài)過程波形（1）關(guān)斷損耗快恢二極的反向恢復(fù)時間用TRR表示，但并非整個關(guān)斷過程都會產(chǎn)生損耗，關(guān)斷損耗主要集中于二極管電壓反向過零至反向恢復(fù)電流降為零的時間段內(nèi)，如圖31中陰影部分?？紤]到二極管電壓反向過零后負(fù)增加很快，同時反向恢復(fù)電流波形常用等腰三角形來近似表示，因此可知二極管動態(tài)關(guān)斷過程的近似波形可簡化如圖32。IFUFURTRRIRMT圖32快恢二極管關(guān)斷過程簡化波形以電壓過零時刻為時間起點，電壓、電流波形的表達(dá)式為（3FRUT1）（3/2RMFRIITT2）由電壓、電流瞬時值表達(dá)式可得出瞬時功率表達(dá)式，求其在一個周期內(nèi)的平均值即為二極管平均關(guān)斷損耗功率（3/2/2002/1/14RRTTRMDOFSFSRRRMRSRMRSRIPFUITDFTUDITIUFT3）上述表達(dá)式的物理意義可理解為一個開關(guān)周期中的能量乘以開關(guān)頻率，即為單位時間的能量損耗；也可理解為瞬時損耗功率對單位開關(guān)周期求平均，即電壓電流乘積的積分再除以開關(guān)周期，所得結(jié)果相同。（31144DOFSRMRRMRSPFIUTITT4）由式34可知，在電路其它參數(shù)確定的情況下，二極管關(guān)斷損耗主要取決于反向恢復(fù)時間TRR和反向峰值電流IRM，實際中應(yīng)當(dāng)選擇TRR和IRM值較小的二極管，也可增加緩沖電路，抑制反向電流變化率，從而減小IRM和PDOFF。（2）通態(tài)損耗二極管的通態(tài)損耗由正向?qū)▔航岛驼蛲☉B(tài)電流的積乘確定，但通常的計算中，用于計算損耗功率的正向壓降是如圖33中的UF，因為UF是數(shù)據(jù)手冊中常給出的數(shù)據(jù)。實際上的二極管正向通態(tài)壓降UF與UF并不相等，這樣計算出的損耗大小也并不準(zhǔn)確?？紤]到實際壓降UF不易測量，可將功率損耗分為兩部分計算如圖33中二極管正向特性曲線上的黑點表示二極管所處的工作狀態(tài)，通態(tài)損耗應(yīng)為瞬時電壓電流乘積IFUF，即為圖中兩個矩形和的面積之和，利用數(shù)據(jù)手冊上的斜率電阻RD，將快恢二極管通態(tài)損耗表示為式35。UFIFUF12圖33快恢二極管正向靜態(tài)輸出特性（322000111SSSTTTDCONFDFDAVRMSPIRDTITIDTRIIAA5）由式35可知，要減小通態(tài)損耗，不僅要選用低導(dǎo)通電阻的二極管，同時還要考慮開啟電壓。（3）開通損耗開通損耗產(chǎn)生的主要原因是在開通初期，二極管正向壓降有較高的浮動，如圖31所示，所持續(xù)的時間為正向開通時間TFR。產(chǎn)生較高初始導(dǎo)通壓降的原因有二其一，在導(dǎo)通初期電流較小時，電導(dǎo)調(diào)制不明顯，二極管的通態(tài)電阻主要是中央?yún)^(qū)的歐姆電阻，其值較大且為固定，因此電流從零增加使正向壓降增加較快，隨著電流逐漸升高，載流子濃度增大，電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)開始顯現(xiàn)，通態(tài)壓降才逐漸降低；其二，導(dǎo)通初期快速上升的電流變化率在器件寄生電感上產(chǎn)生額外的正向壓降。將快恢復(fù)二極管開通過程用下面的折線的組成表示為圖34所示。TFRIFUFTIFUFM圖34快恢二極管開通過程簡化波形以正向恢復(fù)時間TFR的起點初始時刻，圖34電壓電流表達(dá)式為（3/22/FRFMFRFFRFFFRTUTUTTTT6）（3/2FRFFRFRFTITITI7）所以，按照上述關(guān)斷損耗的計算思路，可將開通損耗表示為（3/2/2001/2164155433FRFRTTFMFMDONFSFFRFRFFFRFSFMFRSFMFFRSUIUPTDTIDTTITITITTA8）由式38可知，影響二極管開通損耗的主要是開能時間TFR和UFM，因此設(shè)計電路時應(yīng)當(dāng)盡量減少開通過程中電壓的波動和開通持續(xù)的時間。32IGBT損耗模型IGBT是適用于高壓大功率的全控型開關(guān)器件，由于是MOS與GTR的復(fù)合形式，具有電導(dǎo)調(diào)制特性，與高壓MOS相比，降低了通態(tài)壓降，減小了通態(tài)損耗，但由于載流子復(fù)合消散過程而使開關(guān)速度慢于MOS，因此產(chǎn)生了較高的開關(guān)損耗，制約其開關(guān)頻率的進(jìn)一步提高。IGBT所處的工作環(huán)境分為理想阻性環(huán)境和實際感性環(huán)境理想的阻性環(huán)境是指IGBT開關(guān)過程中不受周圍器件、導(dǎo)線以及自身的寄生參數(shù)的影響，測試電路的負(fù)載也選用純阻性，這種環(huán)境下，IGBT開關(guān)過程中有明顯的電壓電流交疊區(qū)域的產(chǎn)生，分析較為方便直觀，如圖35；感性環(huán)境是指IGBT開關(guān)過程受周圍器件、導(dǎo)線以及自身的寄生參數(shù)的影響，尤其是寄生電感的影響，測試電路的負(fù)載選用感性負(fù)載，這種開關(guān)環(huán)境下的開關(guān)電壓電流波形與阻性環(huán)境有較大區(qū)別，如圖36。由于實際開關(guān)環(huán)境幾乎均為感性，所以后續(xù)分析將以感性開關(guān)環(huán)境的分析為主。TONUCEICUCET0ICTRTFTS圖35阻性環(huán)境下IGBT開關(guān)過程動態(tài)簡化波形TONUCEICUCET0IC1TRTFTSIC2UCEP圖36感性環(huán)境下IGBT開關(guān)過程動態(tài)簡化波形IGBT的損耗分為四部分開通損耗，關(guān)斷損耗，通態(tài)損耗，驅(qū)動損耗50。前三種是IGBT的主要損耗，也是影響電路效率的主要因素，開通損耗和關(guān)斷損耗共稱為開關(guān)損耗，在高電壓、高開關(guān)頻率下，開關(guān)損耗占主要成分，在低壓大電流下，通態(tài)損耗占主導(dǎo)地位。（1）開通損耗IGBT的開通過程受開關(guān)環(huán)境影響很大，比二極管開關(guān)要復(fù)雜很多。經(jīng)計算和對比波形，可得出開通損耗主要由三部分組成，這三者不一定同時具備，但均有助于分析開通損耗產(chǎn)生的機(jī)理，現(xiàn)一一討論A）忽略其它器件對IGBT工作的影響，電流IC上升和電壓UCE下降的交疊部分產(chǎn)生的損耗，用PQON1表示。這部分損耗主要取決于器件所處的開關(guān)環(huán)境，在感性開關(guān)環(huán)境中，由于電感緩流作用，往往很小可忽略，但在純阻性開關(guān)環(huán)境不可忽略；B）電感工作于CCM時，IGBT開通對應(yīng)快恢二極管的關(guān)斷，IGBT的開通過渡過程中，快恢二極管也同時完成了反向恢復(fù)，其反向恢復(fù)電流會流過IGBT，或經(jīng)過變壓器耦合的反饋電流流過IGBT，產(chǎn)生了IGBT開通的一部分損耗，用PQON2表示，這個值近似等于快恢復(fù)二極管的關(guān)斷損耗；C）IGBT并聯(lián)電容CCE（包括寄生電容和吸收電容之和）在開通前存儲有電能，開通時會在IGBT內(nèi)部產(chǎn)生容性開通損耗，用PQON3表示，當(dāng)開關(guān)管關(guān)聯(lián)緩沖電容時，或其寄生電容較大時，這部分損耗應(yīng)當(dāng)引起重視。IGBT的開通損耗可表示為三者之和，即（3QONQON123P9）現(xiàn)分別討論兩種不同性質(zhì)開關(guān)環(huán)境下的開通損耗計算方法，從而確定其主要影響因素。1）純阻性開關(guān)環(huán)境純阻性開關(guān)環(huán)境下，開通損耗包含了前文中所講的三個部分，若忽略IGBT的正向?qū)▔航?，分析圖35中電壓、電流波形，可得出開通過程中，以電壓下降時刻為時間起點，在TR時間內(nèi)，電壓、電流的瞬時值表達(dá)式為（310）CRIIT（311）ECERVUTT各部分開通損耗計算如下（312）QON00112316RRTTCCECESSRRERSRCESRCSIUPIVTDTDTTIUITTF（313）QONDF142SRMRPFIUT（314）23SCE總的開通損耗表達(dá)式為（315）QONQON21116423SRCESRMCERSCEPPFTIUFITFU2）感性開關(guān)環(huán)境UCE（200V/格）IC（10A/格）UCEICT（5US/格）圖37IGBT開通過程實際波形圖37為雙向全橋DC/DC變換器測實的IGBT開通過程波形，與圖36的理論分析相吻合。感性開關(guān)環(huán)境下的開通過程，流過IGBT的電流因電感的作用上升緩慢，使得電壓、電流在暫態(tài)過渡過程中重疊面積很小，極大地減小了PQON1，相比關(guān)斷損耗和通態(tài)損耗，其值很小可忽略，而其它部分的損耗表達(dá)式同阻性環(huán)境，因此總的損耗可表示為（316）QONQON211423SRMCERSCEPPFIUTF由式316可知，實際中大多數(shù)情況下IGBT開通損耗是受快恢二極管和并聯(lián)電容的影響，因此為減小開通損耗，除選用反向恢復(fù)特性良好的二極管外，還需注意減小并聯(lián)電容的放電電流，R