同步電動機勵磁電源的設計與實現(xiàn)畢業(yè)論文.doc

摘 要同步電動機運行穩(wěn)定性一直是世界各國所普遍關注的課題，在諸多改善電動機穩(wěn)定性的措施中，提高勵磁系統(tǒng)的控制性能，被認為是最為有效和經濟的措施。所以設計一套能使電勵磁同步電動機安全穩(wěn)定而又節(jié)能運行的勵磁裝置是非常重要的。論文主要論述一個基于PIC16F877單片機實現(xiàn)的同步電動機PWM勵磁電源的設計。首先，就同步電動機勵磁電源研究的背景和意義以及勵磁控制方式的演繹做了簡要論述；其次針對PWM控制技術和數(shù)字PID及其改進方法等基本原理做了詳細介紹；然后闡述了同步電動機PWM勵磁電源的主電路設計、控制電路設計以及IGBT的驅動與保護電路的設計，其中包括元器件的參數(shù)整定計算和各部分方案論證。最后介紹了控制算法的實現(xiàn)和軟件設計，并分析了設計中存在的問題。本次設計利用可控硅整流裝置將交流轉化成直流后供給勵磁的整流器勵磁系統(tǒng)，相比用直流發(fā)電機作為勵磁電源的直流勵磁機勵磁系統(tǒng)，這種勵磁方式取消了全部的運動部件，運行可靠，經濟性好，技術已經相當?shù)某墒?，正在得到越來越廣泛的應用。關鍵詞：勵磁電源；PWM斬波；數(shù)字PID；PIC16F877；IGBTAbstractSynchronous motor has been running stability of the world as issues of common concern. In many generators to improve the stability of measures to enhance the control of excitation system performance, are considered to be the most effective and economic measures. So it is important that we design a set of stable and reliableexcitation device of synchronous motor excitated magnet by direct current.This paper mainly discusses a PIC16F877 microcontroller-based achieve synchronous motor excitation PWM power supply design. First, synchronous motor excitation Power study the background and significance of excitation control and interpretation of a brief discussion; Secondly against PWM control technology and digital PID and its methods of improving the basic tenets of a detailed; then expounded the PWM synchronous motor excitation power supply circuit design, control circuit design and IGBT drive and protection circuit design, These include parts of the parameter setting and parts of the demonstration program. Finally, the realization of the control algorithm and software design , the analysis of the problems were introduced.The design is using thyristor device which will be exchanged into DC excitation supply after the rectifier excitation system.Comparing with the systern which used a DC generator excitation power as DC exciter excitation system. This exciting way of all the moving parts, reliable, economical, and the technology is already quite mature, is being increasingly widely used.Key Words : Excitation Source; PWM Chopper; Digital PID; PIC16F877;IGBT 目 錄緒論11 基本原理介紹41.1 PWM控制技術41.1.1PWM控制技術的發(fā)展41.1.2PWM控制的基本原理51.1.3直流斬波71.2 數(shù)字PID81.2.1PID控制及作用81.2.2數(shù)字PID及其算法101.2.3PID調節(jié)器參數(shù)的整定122 同步電動機PWM勵磁電源主電路實現(xiàn)142.1 概述142.2 整流電路142.2.1基本整流電路142.2.2整流電路的設計162.2.3整流二極管參數(shù)計算與保護電路的設計172.3 濾波電路172.4 絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)182.4.1IGBT結構和基本功能182.4.2IGBT 的靜態(tài)特性182.5 所用主要元器件參數(shù)整定與選型202.5.1進線熔斷器202.5.2斷路器的選型202.5.3IGBT參數(shù)的計算213 同步電動機PWM勵磁電源控制電路實現(xiàn)223.1 概述223.2 控制電路的設計223.3 IGBT的驅動電路的設計233.3.1IGBT驅動電路要求233.3.2HCPL-316J內部結構及工作原理243.3.3驅動電路設計253.4 PIC16F877263.4.1PICl6F877微處理器的核心特點273.4.2CCP模塊273.5 反饋環(huán)節(jié)283.5.1霍爾電壓傳感器283.5.2霍爾交流到直流變換器293.5.3反饋環(huán)節(jié)的設計計算294 同步電動機PWM勵磁電源軟件實現(xiàn)304.1 概述304.2 軟件程序設計的特點304.3 各模塊軟件設計304.3.1主程序304.3.2增量式PID子程序314.3.3給定勵磁電壓子程序324.3.4反饋電壓采樣子程序334.3.5外部故障中斷子程序34結論36謝辭37參考文獻38附 錄39附錄一：設計原理圖及PCB(見上圖)39附錄二：系統(tǒng)程序清單39緒論課題研究的目的和意義當前，我國電力供應十分緊張，據(jù)初步預測，我國將每年缺電800多億度，致使工農業(yè)生產受到嚴重威脅，為此，節(jié)約電能是我國民經濟生活中一件長期而重要的任務。在世界能源嚴重不足的今天，節(jié)能降耗便成為各國科研機構研究的首要任務。我國正在向工業(yè)化國家邁進，節(jié)約能源勢在必行，系統(tǒng)的節(jié)能降耗技術自然而然成為九五計劃重點研究與推廣項目。國內油田采油設備主要以游梁式抽油機為主。由于抽油機上下沖程負載相差很大，呈周期性波動，且還配有平衡塊，故電動機軸上的負載轉矩是由油井負載和抽油機平衡塊轉矩疊加而成的，由于油田拖動負載的特殊性，為使抽油機能順利啟動，常按抽油機的最大負載來選配電動機，這使抽油機正常運行時的平均負載僅為最大負載的30%左右，供電效率低下。為節(jié)能降耗，電勵磁同步電動機在抽油機中得到應用，并引起人們重視。其原因在于:在拖動周期性波動負載的工況下，電勵磁同步電動機的節(jié)能效果比永磁同步電動機更為顯著。因為理想的機械特性應是軟機械特性，即當負載增大時轉速下降，當負載減小時轉速升高，這樣方能保證在負載變化的整個周期內，功率變化始終較為平緩。由于永磁同步電動機的磁場不能改變，故其轉速無法隨負載變化而作相應調整。而電勵磁的同步電動機則可通過調節(jié)勵磁電流來改變其磁場和功率因數(shù)，使輸出的機械特性與負載特性相匹配，故節(jié)能效果良好。勵磁系統(tǒng)的作用目前國內外同步電動機勵磁裝置多采用恒勵磁電流運行方式，從而導致電網(wǎng)電壓或負載變化時不能很好地維持在額定功率因數(shù)下運行的現(xiàn)象，為解決此問題采用同步電動機勵磁系統(tǒng)微機化。實現(xiàn)恒勵磁電流和恒功率因數(shù)工作方式，以及作為調試及試驗條件下的恒a角工作方式。同步電動機具有功率因數(shù)可以超前、運行穩(wěn)定性好、效率高和轉速不隨負載變化而改變等特點，因此在不需要調速的低速大功率機械中，為了改善電網(wǎng)的功率因數(shù)，廣泛采用同步電動機，而勵磁系統(tǒng)對同步電機及電力系統(tǒng)的穩(wěn)定運行有著重要的作用。同步電動機勵磁系統(tǒng)的調節(jié)作用主要有：對電網(wǎng)電壓的無功補償及經濟運行和提高同步電機運行的穩(wěn)定性。勵磁系統(tǒng)一般由兩部分構成：第一部分是勵磁功率部分，向同步電機的勵磁繞組提供可調節(jié)的直流勵磁電流；第二部分是勵磁調節(jié)器部分，通過測量、比較、計算等環(huán)節(jié)控制勵磁功率的大小，改變同步電機的功率因數(shù)，進而改善系統(tǒng)的功率因數(shù)，提高系統(tǒng)的運行效率。勵磁系統(tǒng)經歷了由電動機械型到電磁型到半導體型幾個階段。目前，國內外的同步電動機勵磁系統(tǒng)的控制與保護電路大多仍采用模擬元器件組成，本身存在很大的缺點，隨著計算機技術在許多工業(yè)控制領域的應用，加速了控制信息處理向數(shù)字化處理的轉變，采用數(shù)字式勵磁調節(jié)系統(tǒng)已成為發(fā)展趨勢。而單片機抗干擾能力強，適合工作于惡劣的現(xiàn)場工作環(huán)境，而且造價低，所以在工業(yè)控制系統(tǒng)中，勵磁調節(jié)器的主控單元由單片機及其輔助電路構成，是同步電動機勵磁系統(tǒng)控制的方向。同步電動機微機勵磁裝置采用他勵式靜止可控硅勵磁方式。運行方式有三種：一是恒功率因數(shù)閉環(huán)運行方式，二是恒勵磁電流閉環(huán)運行方式，三是恒給定環(huán)運行方式。恒功率因數(shù)運行方式是在同步電動機運行時根據(jù)負荷及系統(tǒng)參數(shù)改變及時調整觸發(fā)脈沖的角度a，進而調整可控硅整流橋輸出的勵磁電流來保證設定的功率因數(shù)開不變；恒勵磁電流運行方式是同步電動機運行時，自動維持設定的勵磁電流不變，這種運行方式對由勵磁繞組和整流系統(tǒng)構成的小環(huán)是閉環(huán)的；恒給定開環(huán)方式是一種供調試和備用的調節(jié)方式。同步電動機微機勵磁裝置的硬件主要由勵磁功率部分和勵磁控制部分等組成。設計的任務和要求 本設計主要是完成基于PIC16F877單片機的同步電動機PWM勵磁電源設計，其設計的主要任務如下：學習同步電動機勵磁系統(tǒng)工作原理。掌握其晶閘管移相整流電路的控制方法。.控制系統(tǒng)指標：，。.電源運行指標：,，可調。.對硬件進行原理分析及實驗結果討論。給出系統(tǒng)電路原理圖和PCB圖；根據(jù)設計結果制作簡單樣機。設計方案 本設計有三種方案，第一種方案是將系統(tǒng)輸入的3AC 380V 50HZ交流電經過三相不可控整流器整流，然后用濾波電容將其濾為較平滑的直流電壓，最后通過PIC單片機控制IGBT的通斷實現(xiàn)PWM斬波得到頻率和占空比連續(xù)可調的脈沖電壓。在電路設計中單片機使用MICROCHIP公司推出的PIC16F877單片機、IGBT的驅動保護電路采用IGBT的集成驅動模塊HCPL-316J、電壓反饋電路采用霍爾電壓傳感器和變送器模塊組成。第二種方案采用三相橋式全控整流電路，其它與方案一一致，也是采用PIC16F877單片機、IGBT的驅動保護電路采用IGBT的集成驅動模塊HCPL-316J、電壓反饋電路采用霍爾電壓傳感器和變換器模塊組成；第三種方案大體與第一種方案設計相同，只是在選用模塊上有所差異，它的IGBT驅動模塊采用三菱公司生產的M57918L集成電路，電壓反饋電路采用電容濾波的單相不可控整流電路。在這三種方案中，本設計采用了第一種方案，一是由于采用電容濾波的三相不可控整流器整流具有提高功率因數(shù)、便于控制等優(yōu)點；二是由于三菱公司生產的M57918L集成電路沒有軟關斷和電源電壓欠壓保護功能，而惠普生產的HCPL-316J有過流保護、欠壓保護和IGBT軟關斷的功能，且價格相對便宜；三是由于采用霍爾傳感器變送器模塊具有精度高、線性度好、頻帶寬、響應快、過載能力強和不損壞被測電路能量等諸多優(yōu)點。下圖為主電路設計框圖。勵磁電源主電路框圖1 基本原理介紹1.1 PWM控制技術隨著電壓型逆變器在高性能電力電子裝置中的應用越來越廣泛，PWM（Pulse Width Modulation）控制技術作為這些系統(tǒng)的共用及核心技術，引起了人們的高度重視，并得到了更深入的研究。PWM（Pulse Width Modulation）控制方式就是對電路開關器件的通斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或所需要的波形。也就是在輸出波形的半個周期中產生多個脈沖，使各脈沖的等值電壓為正弦波形，所獲得的輸出平滑且低次諧波諧波少。按一定的規(guī)則對各脈沖的寬度進行調制，即可改變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。1.1.1PWM控制技術的發(fā)展1964年A.Schonung和H.stemmler首先提出把PWM控制技術這項通訊技術應用到交流傳動中，從此為交流傳動的推廣應用開辟了新的局面。從最初采用模擬電路完成三角調制波和參考正弦波比較，產生正弦脈寬調制SPWM信號以控制功率器件的開關開始，到目前采用全數(shù)字化方案，完成優(yōu)化的實時在線的PWM信號輸出，可以說直到目前為止，PWM在各種應用場合仍在主導地位，并一直是人們研究的熱點。由于PWM可以同時實現(xiàn)變頻變壓反抑制諧波的特點。由此在交流傳動及至其它能量變換系統(tǒng)中得到廣泛應用。PWM控制技術大致可以為為三類，正弦PWM（包括電壓，電流或磁通的正弦為目標的各種PWM方案，多重PWM也應歸于此類），優(yōu)化PWM及隨機PWM。正弦PWM已為人們所熟知，而旨在改善輸出電壓、電流波形，降低電源系統(tǒng)諧波的多重PWM技術在大功率變頻器中有其獨特的優(yōu)勢（如ABBACS1000系列和美國ROBICON公司的完美無諧波系列等）；而優(yōu)化PWM所追求的則是實現(xiàn)電流諧波畸變率（THD）最小，電壓利用率最高，效率最優(yōu)，及轉矩脈動最小以及其它特定優(yōu)化目標。在70年代開始至80年代初，由于當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極管，載波頻率一般最高不超過5kHz。其原理是隨機改變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白噪音（在線性頻率坐標系中，各頻率能量分布是均勻的），盡管噪音的總分貝數(shù)未變，但以固定開關頻率為特征的有色噪音強度大大削弱。正因為如此，即使在IGBT已被廣泛應用的今天，對于載波頻率必須限制在較低頻率的場合，隨機PWM仍然有其特殊的價值（DTC控制即為一例）；別一方面則告訴人們消除機械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率，因為隨機PWM技術提供了一個分析、解決問題的全新思路。1.1.2PWM控制的基本原理在采樣控制理論中，沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。如果把各輸出波形用傅立葉變化分析，則低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。例如圖1.1a、b、c所示的三個窄脈沖形狀不同，其中圖1.1a為矩形脈沖，.圖1.1b為三角形脈沖，1.1c為正弦半波脈沖，他們的面積都等于1，那么，當他們分別加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上，其輸出響應基本相同。當脈寬變?yōu)?圖1.1d的單位脈沖函數(shù)（t）時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)。圖1.1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖面積等效原理： 分別將如圖1.1所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)（R-L電路）上，如圖1.2a所示。其輸出電流i(t)對不同窄脈沖時的響應波形如圖1.2b所示。從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相圖1.2 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形同。脈沖越窄，各i(t)響應波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈沖，則響應i(t)也是周期性的。用傅里葉級數(shù)分解后將可看出，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。 根據(jù)上面理論我們就可以用不同寬度的矩形波來代替正弦波，通過對矩形波的控制來模擬輸出不同頻率的正弦波。例如，把正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 n ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦等分的中點重合，且使矩形脈沖和相應正弦部分面積（即沖量）相等，就得到一組脈沖序列，這就是PWM波形。可以看出，各脈沖寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。PWM脈寬調制，是靠改變脈沖寬度來控制輸出電壓，通過改變周期來控制其輸出頻率。而輸出頻率的變化可通過改變此脈沖的調制周期來實現(xiàn)。這樣，使調壓和調頻兩個作用配合一致，且于中間直流環(huán)節(jié)無關，因而加快了調節(jié)速度，改善了動態(tài)性能。由于輸出等幅脈沖只需恒定直流電源供電，可用不可控整流器取代相控整流器，使電網(wǎng)側的功率因數(shù)大大改善。利用PWM逆變器能夠抑制或消除低次諧波。加上使用自關斷器件，開關頻率大幅度提高，輸出波形可以非常接近正弦波。圖1.3 用PWM波代替正弦半波在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按同一比例系數(shù)改變各脈沖的寬度即可，因此在勵磁電源主電路中，整流電路采用不可控的二極管電路即可，PWM逆變電路輸出的脈沖電壓就是直流側電壓的幅值。1.1.3直流斬波直流斬波電路實際上采用的就是PWM技術,這種電路把直流電壓“斬”成一系列脈沖,改變脈沖的占空比來獲得所許的輸出電壓。改變脈沖的占空比就是對脈沖寬度進行調制，只是因為輸入電壓和所需要的輸出電壓都是直流電壓，因此脈沖既是等幅的，也是等寬的，僅僅是對脈沖占空比進行控制，這是PWM控制中最為簡單的一種情況。6種基本斬波電路：降壓斬波電路、升壓斬波電路、升降壓斬波電路、Cuk斬波電路、Sepic斬波電路和Zeta斬波電路，其中前兩種是最基本的電路。由于本設計只用到降壓斬波電路，則其他的就不做詳細的介紹，斬波電路的典型用途之一是拖動直流 電動機，也可帶蓄電池負載，兩種情況下負載中均會出現(xiàn)反電動勢，如圖1.4中Em所示。為使io連續(xù)且脈動小，通常使L值較大。圖1.4 降壓斬波電路原理圖及波形數(shù)量關系：電流連續(xù)時，負載電壓平均值：U0=a*Uc a= Ton/T導通占空比，簡稱占空比或導通比；U0最大為E，減小a，U0隨之減小降壓斬波電，也稱為Buck變換器。負載電流平均值： I=Ud/R 電流斷續(xù)時，U0平均值會被抬高，一般不希望出現(xiàn)。斬波電路三種控制方式：a 脈沖寬度調制（PWM）或脈沖調寬型T不變，調節(jié)ton，應用最多；b 頻率調制或調頻型ton不變，改變T；c 混合型ton和T都可調，使占空比改變。1.2 數(shù)字PID 1.2.1PID控制及作用PID調節(jié)器是一種線性調節(jié)器，這種調節(jié)器是將設定值r（t）與輸出值c（t）進行比較構成控制偏差 e（t）r（t）c（t）將其按比例、積分、微分運算后，并通過線性組合構成控制量，如圖1.5所示，所以簡稱為P（比例）、I（積分）、D（微分）調節(jié)器。圖1.5 模擬PID調節(jié)器控制系統(tǒng)框圖(1)、比例調節(jié)器比例調節(jié)器的表達式:Kp比例系數(shù)；u0是控制量的基準，也就是e0時的一種控制作用。比例調節(jié)器的響應比例調節(jié)器對于偏差階躍變化的時間響應如圖1.6所示。比例調節(jié)器對于偏差e是即時反應的，偏差一旦產生，調節(jié)器立即產生控制作用使被控量朝著偏差減小的方向變化，控制作用的強弱取決于比例系數(shù)Kp的大小。比例調節(jié)器的特點是簡單、快速，有靜差。圖1.6 P調節(jié)器的階躍時間響應、比例積分調節(jié)器 比例積分調節(jié)器的表達式TI積分時間常數(shù) 比例積分調節(jié)器的響應PI調節(jié)器對于偏差的階躍響應如圖1.7所示?？煽闯龀幢壤兓某煞滞猓€帶有累計的成分。只要偏差e不為零，它將通過累計作用影響控制量u并減小偏差，直至偏差為零，控制作用不在變化，使系統(tǒng)達到穩(wěn)態(tài)。圖1.7PI調節(jié)器的階躍響應(3)比例積分微分調節(jié)器（PID） 比例積分微分調節(jié)器（PID）表達式TD微分時間 比例積分微分調節(jié)器（PID）的響應理想的PID調節(jié)器對偏差階躍變化的響應如圖1.8所示。它在偏差e階躍變化的瞬間tt0處有一沖擊式瞬時響應，這是由附加的微分環(huán)節(jié)引起的。圖1.8 PID調節(jié)的階躍響應環(huán)節(jié)的作用及其控制規(guī)律為它對偏差的任何變化都產生控制作用ud以調整系統(tǒng)輸出，阻止偏差的變化。偏差變化越快, ud越大，反饋校正量則越大。故微分作用的加入將有助于減小超調，克服振蕩，使系統(tǒng)趨于穩(wěn)定。PID調節(jié)器與PI調節(jié)器的區(qū)別PI調節(jié)器雖然可以消除靜差，但卻降低了響應速度。PID調節(jié)器加快了系統(tǒng)的動作速度，減小調整時間，從而改善了系統(tǒng)的動態(tài)性能。1.2.2數(shù)字PID及其算法因為微機是通過軟件實現(xiàn)其控制算法。必須對模擬調節(jié)器進行離散化處理，這樣它只能根據(jù)采樣時刻的偏差值計算控制量。因此，不能對積分和微分項直接準確計算，只能用數(shù)值計算的方法逼近。用離散的差分方程來代替連續(xù)的微分方程。根據(jù)輸出量u（k）的形式可分為位置式PID控制算法和增量式PID控制算法。、位置式PID控制算法圖1.9 位置式PID控制算法的簡化示意圖模擬表達式：將積分項和微分項離散化：將上兩式代入模擬表達式中得到離散PID表達式：上式的輸出與閥門開度位置一一對應，也稱為位置型PID算式。用位置型PID算式計算P(K)，需要用到各采樣時刻的偏差值，計算復雜，且需要占用內存。、增量式PID控制算法 當執(zhí)行機構需要的不是控制量的絕對值，而是控制量的增量（例如去驅動步進電動機）時，需要用PID的“增量算法”。由位置型PID算式可得出(k-1)時刻的輸出：兩式相減,得出控制量的增量算法:增量型較位置型的優(yōu)點位置式算法每次輸出與整個過去狀態(tài)有關，計算式中要用到過去偏差的累加值，容易產生較大的積累誤差。而增量式只需計算增量，當存在計算誤差或精度不足時，對控制量計算的影響較小。對于位置式算法，控制從手動切換到自動時，必須先將計算機的輸出值設置為原始閥門開度u0，才能保證無沖擊切換。如果采用增量算法，則由于算式中不出現(xiàn)u0，易于實現(xiàn)手動到自動的無沖擊切換。此外，在計算機發(fā)生故障時，由于執(zhí)行裝置本身有寄存作用，故可仍然保持在原位。1.2.3PID調節(jié)器參數(shù)的整定湊試法確定PID調節(jié)參數(shù)湊試法是通過模擬或閉環(huán)運行（如果允許的話）觀察系統(tǒng)的響應曲線(例如階躍響應)，然后根據(jù)各調節(jié)參數(shù)對系統(tǒng)響應的大致影響，反復湊試參數(shù)，以達到滿意的系統(tǒng)響應，從而確定PID調節(jié)參數(shù)。PID的參數(shù)對系統(tǒng)性能的影響比例系數(shù)KP對系統(tǒng)性能的影響增大比例系數(shù)KP一般將加快系統(tǒng)的響應，在有靜差的情況下有利于減小靜差。但過大的比例系數(shù)會使系統(tǒng)有較大的超調，并產生振蕩，使穩(wěn)定性變壞。積分時間TI對系統(tǒng)性能的影響增大積分時間TI有利于減小超調，減小振蕩，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，但系統(tǒng)靜差的消除將隨之減慢。微分時間TD對系統(tǒng)性能的影響增大微分時間TD，也有利于加快系統(tǒng)響應，使超調量減小，穩(wěn)定性增加但系統(tǒng)對擾動的抑制能力減弱。湊試法確定PID調節(jié)參數(shù)在湊試時，可參考以上參數(shù)對控制過程的影響趨勢，對參數(shù)實行下述先比例，后積分，再微分的整定步驟。首先只整定比例部分。即將比例系數(shù)由小變大，并觀察相應的系統(tǒng)響應，直至得到反應快、超調小的響應曲線。如果在比例調節(jié)的基礎上系統(tǒng)的靜差不能滿足設計要求，則須加入積分環(huán)節(jié)。整定時首先置積分時間TI為一較大值，并將經第一步整定得到的比例系數(shù)略為縮?。ㄈ缈s小為原值的0.8倍），然后減小積分時間，在保持系統(tǒng)良好動態(tài)性能的情況下，使靜差得到消除。若使用比例積分調節(jié)器消除了靜差，但動態(tài)過程經反復調整不能滿意，則可加入微分環(huán)節(jié)，構成比例積分微分調節(jié)器。實驗經驗法確定PID調節(jié)參數(shù)擴充臨界比例度法擴充臨界比例度法是以模擬調節(jié)器中使用的臨界比例度法為基礎的一種PID數(shù)字控制器參數(shù)的整定方法。階躍響應曲線法在上述方法中，不需要預先知道對象的動態(tài)性能，而是直接在閉還系統(tǒng)中行整定的。如果已知系統(tǒng)的動態(tài)特性曲線，數(shù)字控制器的參數(shù)的整定也可采用類似模擬調節(jié)器的響應曲線法來進行，稱為階躍響應曲線法，也稱擴充響應曲線法。這一方法適用于多容量自平衡系統(tǒng)。2 同步電動機PWM勵磁電源主電路實現(xiàn)本設計實現(xiàn)的是一個基于PIC16F877同步電動機勵磁電源設計過程及基本原理,他采用三相不可控整流橋將降壓后的交流電變?yōu)槊}動的直流,然后用濾波電容將其濾波為較平滑的直流電壓,根據(jù)同步電動機的輸出電壓的變化,將所采集的反饋量與相應的給定值比較后,執(zhí)行數(shù)字PID算法,通過MICROCHIP公司推出的PIC16F877單片控制IGBT的通斷實現(xiàn)PWM斬波得到頻率和占空比連續(xù)可調的脈沖電壓。整個硬件電路由主電路和控制電路兩大部分組成，由于這部分是設計的重點，所以分三、四兩章將分別論述。2.1 概述在本章中，將詳細論述電氣主電路的各個組成部分、元器件的特性和功能、元器件的選型以及參數(shù)的整定計算。本系統(tǒng)的電氣主電路由整流電路和濾波電路兩部分組成。本次設計的勵磁控制系統(tǒng)電氣主電路圖如圖2.1所示。圖2.1 勵磁控制系統(tǒng)電氣主電路圖2.2 整流電路2.2.1基本整流電路、電容濾波的單相不可控整流電路圖2.2 電容濾波的單相橋式不可控整流電路主要的數(shù)量關系輸出電壓平均值空載時，R=，放電時間常數(shù)為無窮大，輸出電壓最大，Ud =1.414U2。通常在設計時根據(jù)負載的情況選擇電容C值，使RC（1.5-2.5）T，T為交流電源的周期，此時輸出電壓為 Ud =1.2 U2 電流輸出平均值輸出電流平均值Id為Id=Ud/R在穩(wěn)態(tài)時，電容C在一個周期吸收的能量和釋放的能量相等，其電壓平均值保持不變，相應的流經電容的電流一周期的平均值為零，又id=iC+iR得出：Id=IR、電容濾波的三相不可控整流電路在電容濾波的三相不可控整流電路中，最常用的是三相橋式結構如下圖所示電容濾波的三相不可控整流電路如圖2.3所示：圖2.3 電容濾波的三相橋式整流電路基本原理該電路中，當一對二極管導通時，輸出直流電壓等于交流側線電壓中最大的一個，該線電壓既向電容供電，也向負載供電。當沒有二極管導通時，由電容向負載放電，Ud按指數(shù)規(guī)律下降。在wt=0時，二極管VD1和VD5開始同時導通，直流側電壓等于下一次同時導通的一對管子是VD1和VD4，直流側電壓等于這兩段導通之前VD5和VD1是關斷的，交流側向直流側的充電電流是斷續(xù)的。實際電路中存在的交流側電感以及為抑制沖擊電流而串聯(lián)的電感?？紤]電感時電流波形的前沿平緩很多，有利于電路的工作。主要數(shù)量關系輸出電壓平均值：輸出電壓平均值Ud在（2.34U2 2.45U2）之間變化。輸出電流平均值： Id=Ud/R二極管的電流平均值為Id 的1/3，即IVD = Id/3=IR/3 。二極管承受的電壓二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值2.45*U2。2.2.2整流電路的設計整流電路采用電容濾波三相不可控整流電路。采用不可控整流電路可以提高功率因數(shù)便于控制等優(yōu)點。目前大都不采用由單管組成的整流橋，而是采用由模塊組成的整流橋，而整流模塊的種類目前有四種，即全橋整流模塊，共陰極整流模塊、共陽極整流模塊和橋臂整流模塊。圖2.4a全橋整流模塊 圖2.4b共陰極整流模塊圖2.4c共陽極整流模塊 圖2.4d橋臂整流模塊這四種整流模塊都可使用，但從模塊的散熱條件和連接方式等方面考慮，本設計采用橋臂整流模塊來構成功率單元的三相整流橋。整流模塊的主要參數(shù)有額定電壓和額定電流，三相橋式整流電路中，整流管承受電壓的最大值等于三相交流進線電壓的峰值。為了在電源電壓波動和出現(xiàn)瞬時過電壓時不致?lián)p壞整流管，整流模塊的額定電壓應有23倍的裕度。2.2.3整流二極管參數(shù)計算與保護電路的設計對于三相橋式整流電路中整流管額定電流的選擇一般是按直流電流的最大電流值來計算： : 直流電流最大值，:電流儲備系數(shù)， 一般情況下取1.22，但在功率單元中，由于考慮到整流電路中無預充電限流電阻，故可取為23倍。由于題目所給輸出指標：輸出額定電壓500V，輸出額定電流150A。取占空比為1時，輸出電壓為500V根據(jù) 2.34*U2 =500V得 U2=213.68V變壓器變比 N=則變壓器變比取N=1由此 U2=2=2* 1075V=2*150=300A根據(jù)計算的參數(shù)可以選取整流二極管。2.3 濾波電路濾波電路主要由濾波電容器組成，濾波電容器是電壓源型整流器中最重要的元件。因此對它的選擇非常重要，它的性能及其參數(shù)的選擇，直接決定著同步電動機勵磁電源能否正常工作。濾波電容的參數(shù)主要有額定工作電壓和電容量。濾波電容均采用電解質電容器，但目前電解質電容器的最高電壓只能達到450V，因此，當其電壓不能滿足要求時，得用分組電容器串聯(lián)。對其額定電壓的選擇可根據(jù)功率單元中間直流電壓的最大值來選 擇:：再生電壓增量，一般為10%:功率單元進線電壓有效值濾波電容器的電壓比較好選擇，但對其容量的選擇比較困難，因為對其容量選擇太小同步電動機勵磁電源將不能正常工作，若選擇太大，會使同步電動機勵磁電源的體積增大，目前設計者大都將其選擇得很大，只要安裝空間允許就盡可能的多用，但是對于功率單元來說，設計的基本出發(fā)點是要使其盡可能的緊湊，而體積盡量的小。故合理的選擇電容器的容量就顯得更為重要。濾波電容器的容量是按功率單元的容量來選擇，一般按200uF / kVA來選擇電容器的容量或按以下經驗公式計算：C=（3-5）T/本次設計按200uF / kVA來選擇電容器的容量。所以C=200*16*43.8*3/1000=420uF額定電壓的計算如下：=68.13VUe=1.3*68.13V=88.56V所以本次設計選取濾波電容的額定電壓為100V。2.4 絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor)簡稱IGBT,因為它的等效結構具有晶體管模式,所以稱為絕緣柵雙極型晶體管。IGBT于1982年開始研制,1986年投產,是發(fā)展最快而且很有前途的一種混合型器件。目前IGBT產品已系列化,最大電流容量達1800A,最高電壓等級達4500V,工作頻率達50kHz。IGBT綜合了MOS和GTR的優(yōu)點,其導通電阻是同一耐壓規(guī)格的功率MOS的1/10,開關時間是同容量GTR的1/10。在電機控制、中頻電源、各種開關電源以及其他高速低損耗的中小功率領域,IGBT有取代GTR和VDMOS的趨勢。2.4.1IGBT結構和基本功能IGBT 是在功率 MOSFET 的基礎上發(fā)展起來的，兩者結構十分類似，不同之處在于 IGBT 比 MOSFET 多一個 P+層，即多一個 PN 結，并由此引出集電極，這個 PN結的引入，提高了 IGBT 的耐壓水平，并可以通過傳導率調制，減小通態(tài)損耗，但開關頻率受到了一定的限制；柵極和發(fā)射極的結構與 MOSFET 類似。IGBT 相當于一個由 MOSFET驅動的厚基區(qū) GTR。 IGBT是以 GTR 為主導元件，MOSFET 為驅動元件的達林頓結構。 作為壓控型的器件，IGBT 的開通和關斷是由柵極電壓來控制的。柵極施以正電壓并且大于開啟電壓VGE時，MOSFET 內形成溝道，并為 PNP 晶體管提供基極VGE（th）電流，從而使 IGBT 導通，由于電導調制效應，使得電阻 Rmond 減小，這樣高耐壓的IGBT 也具有很小的通態(tài)壓降。在柵極上施以負電壓時，MOSFET 內的溝道消失，PNP 晶體管的基極電流被切斷，IGBT 關斷。2.4.2IGBT 的靜態(tài)特性IGBT 的輸出特性，第一象限為正向運行區(qū)，在這一區(qū)內 IGBT 可以承受高截止電壓和關斷大的電流。通過控制柵極的電壓，IGBT 可以由正向截止區(qū)域切換到飽和區(qū)域，這兩種狀態(tài)之間的主動區(qū)域（放大區(qū)）只是在開關過程中被越過。第三象限中的電流電壓曲線表示 IGBT 的反向特性，這個特性由 IGBT 本身的性能及功率模塊中的二極管特性（與 IGBT 串聯(lián)或反并聯(lián)）所決定，圖中還給出了不帶有混合二極管的 IGBT 的反向特性。正向阻斷狀態(tài)當集電極-發(fā)射極電壓VCE為正，且柵極-發(fā)射極電壓VGE小于開啟電壓VGE（th）時，在 IGBT 集射極之間的殘余電流 ICES 很小。隨VCE 增加，ICES 略微增加，當VCE 大于最高允許的集射極電壓VCES 時，IGBT的pin結（p+井區(qū)/n-漂移區(qū)/n+層）會出現(xiàn)鎖定效應，從物理角度上說，這時的VCES 對應于IGBT結構中PNP 雙極式晶體管的擊穿電壓，進而導致IGBT的損壞。導通狀態(tài)當集電極-發(fā)射極之間的電壓和電流均為正值時，IGBT 為導通狀態(tài)，可以進一步劃分為主動區(qū)域和飽和導通區(qū)域兩部分。當柵極-發(fā)射極電壓VGE 只是略大于開啟電壓VGE（th）時，由于溝道電流的飽和效應，如上圖中輸出特性的水平線所示，VCE呈現(xiàn)一個可觀的壓降，此時集電極電流 IC跟隨VGE的變化而變化，這時的IGBT處于放大區(qū)域，IC跟隨VGE 變化的關系由轉移特性的斜率gfs來描述。gfs = dIC / dVGE = IC /(VGE -VGE（th）)在放大區(qū)內，gfs隨著 IC 和柵射極間的電壓的增大而增大，隨著芯片溫度的增加而減小。在多個 IGBT 的并聯(lián)應用中，模塊在主動區(qū)域內的穩(wěn)態(tài)運行是不允許的，而只能在開關過程中被經過，這是因為VGE（th）隨溫度的上升而下降，因此單個芯片之間的制造偏差就可能引起溫升失衡。當VGE 超過開啟電壓VGE（th）一定量時，IGBT 的輸出特性便進入圖中的陡斜部分，這時 IGBT 的 IC 集電極電流只是由外部電路的參數(shù)來決定，這時稱 IGBT 處于飽和區(qū)域，也叫開關處于導通狀態(tài)。這時的 IGBT 的 C-E 間殘余電壓稱為飽和壓降VCEsat ，IGBT 的特殊結構使得其VCEsat 明顯低于同類的 MOSFET 的值。PT(Punch Through)型IGBT 的VCEsat 在額定電流區(qū)域內隨溫度升高而下降，NPT（Non-punch Through）型IGBT 的VCEsat 隨溫度升高而升高。反向運行狀態(tài)反向運行狀態(tài)對應于第三象限，此時IGBT的集電極端PN結處于截止狀態(tài)，IGBT 不具有反向導通的能力，由于人們在芯片設計中著重追求正向截止電壓和優(yōu)化集電極端口散熱，目前的 IGBT 的反向耐壓僅在幾十伏左右，IGBT在靜態(tài)反向工作時，其輸出特性由模塊內部或外部反并聯(lián)的續(xù)流二極管特性來決定。2.5 所用主要元器件參數(shù)整定與選型2.5.1進線熔斷器進線熔斷器的作用主要是對功率單元整體進行短路故障保護的，它必須選用保護半導體器件用的快速熔斷器?？焖偃蹟嗥鞯闹饕獏?shù)有：額定電壓、額定電流和分斷能力。額定電壓是指熔斷器分斷后能長期承受的電壓。目前低壓快速熔斷器的額定電壓有：250V、500V、750V、1000V和1500V。額定電流是指快速熔斷器能長期通過的電流有效值，目前低壓快速熔斷器的額定電流有：10A、30A、50A、80A、100A、150A、200A、250A、350A、400A、450A、500A、600A、700A、750A和1000A。分斷能力是指快速熔斷器能分的最大短路電流，目前快速熔斷器的分斷能力大都在50kA以上?？焖偃蹟嗥鞯倪x擇應遵循以下兩條原則,它也是快速熔斷器的兩條基本性能?？焖偃蹟嗥髟陬~定電流及110%額定電壓的情況下能長期正常地工作；快速熔斷器在110%額定電壓的情況下，才能夠分斷約定熔斷電流至極限電流之間的任何電流。對于功率單元的輸入快速熔斷器，可根據(jù)功率單元的額定輸入電流和電壓進行選擇?？焖偃蹟嗥鞯念~定電壓應大于交流進線電壓的有效值，但考慮電網(wǎng)電壓的上波動（一般+10%），還應留有適當?shù)挠嗟?，即?功率單元進線電壓有效值快速熔斷器的額定電流，應根據(jù)功率單元進線電流的有效值計算，并留有一定的裕量即： :進線電流有效值：直流電流最大值則： 根據(jù)熔斷器選用的標準和計算出來的參數(shù)選擇的熔斷器的熔斷電流為：Ie=1.2*0.816*150/5=41.54A熔斷器的額定電壓為Ue=1.1*380=418V所以本次設計選用規(guī)格型號為450V，50A的熔斷器。2.5.2斷路器的選型斷路器的作用 ：、正常情況下接通和斷開高壓電路中的空載及負荷電流. 、在系統(tǒng)發(fā)生故障時能與保護裝置和自動裝置相配合,迅速切斷故障電流,防止事故擴大,從而保證系統(tǒng)安全運行。斷路器選型的原則：、斷路器額定電壓不低于所在電路最大運行電壓；、斷路器電流不低于所在電路最大運行電流。根據(jù)斷路器選型的原則與主電路的參數(shù)選擇可以選出此次設計所要用的斷路器。本次設計用的斷路器的規(guī)格型號為400V，10A。2.5.3IGBT參數(shù)的計算（1）=2*(220*1.1*1.414)=963.3V （2）=1.2*2*150=509.4A開關管IGBT的選擇應考慮三個方面：(1). 耐壓要求：主要考慮IGBT上浪涌電壓不應超過IGBT集電極與發(fā)射極的額定電壓；(2). 電流要求：集電極峰值電流必須處在IGBT開關安全工作區(qū)以內（即小于兩倍的額定電流；(3). 散熱條件：在良好的冷卻條件下，可選用額定值較小的IGBT模塊。根據(jù)系統(tǒng)的設計參數(shù)，取一定的裕量。3 同步電動機PWM勵磁電源控制電路實現(xiàn)3.1 概述 本系統(tǒng)控制電路微處理器采用MICROCHIP公司推出的PIC16F877單片機，該單片機具有開發(fā)容易，周期短，高速，低功耗，低價適用等特點。本控制電路主要由微處理器（CPU）；信號給定電路；反饋電路等部分組成。它是本次設計的主體部分，這章主要介紹它的硬件電路設計下一章將詳細論述軟件設計部分。3.2 控制電路的設計同步電動機PWM勵磁電源控制電路圖如圖3.1所示。圖3.1 同步電動機PWM勵磁電源控制電路圖該電路由微處理器（CPU）；信號給定電路；反饋電路等部分組成之外，還包括PIC16F877單片機復位和時鐘外接電路。本部分電路主要實現(xiàn)對同步電動機的輸出電壓進行采樣，將反饋回的信號與系統(tǒng)給定值進行比較，通過單片機改變輸出脈沖的占空比來控制IGBT的通斷時間，實現(xiàn)對勵磁電流大小的控制。3.3 IGBT的驅動電路的設計IGBT在以變頻器及各類電源為代表的電力電子裝置中得到了廣泛應用。IGBT集雙極型功率晶體管和功率MOSFET的優(yōu)點于一體，具有電壓控制、輸入阻抗大、驅動功率小、控制電路簡單、開關損耗小、通斷速度快和工作頻率高等優(yōu)點。但是，IGBT和其它電力電子器件一樣，其應用還依賴于電路條件和開關環(huán)境。因此，IGBT的驅動和保護電路是電路設計的難點和重點，是整個裝置運行的關鍵環(huán)節(jié)。為解決IGBT的可靠驅動問題，國外各IGBT生產廠家或從事IGBT應用的企業(yè)開發(fā)出了眾多的IGBT驅動集成電路或模塊，如國內常用的日本富士公司生產的EXB8系列，三菱電機公司生產的M579系列，美國IR公司生產的IR21系列等。但是，EXB8系列、M579系列和IR21系列沒有軟關斷和電源電壓欠壓保護功能，而惠普生產的HCLP一316J有過流保護、欠壓保護和1GBT軟關斷的功能，且價格相對便宜，因此，本設計將采用1700V，200300A IGBT的驅動和保護電路。3.3.1IGBT驅動電路要求在設計IGBT驅動時必須注意以下幾點。(1)柵極正向驅動電壓的大小將對電路性能產生重要影響，必須正確選擇。當正向驅動電壓增大時，IGBT的導通電阻下降，使開通損耗減小；但若正向驅動電壓過大則負載短路時其短路電流IC隨UGE增大而增大，可能使IGBT出現(xiàn)擎住效應，導致門控失效，從而造成IGBT的損壞；若正向驅動電壓過小會使IGBT退出飽和導通區(qū)而進入線性放大區(qū)域，使IGBT過熱損壞；使用中選12VUGE18V為好。柵極負偏置電壓可防止由于關斷時浪涌電流過大而使IGBT誤導通，一般負偏置電壓選-5V為宜。另外，IGBT開通后驅動電路應提供足夠的電壓和電流幅值，使IGBT在正常工作及過載情況下不致退出飽和導通區(qū)而損壞。(2)IGBT快速開通和關斷有利于提高工作頻率，減小開關損耗。但在大電感負載下IGBT的開關頻率不宜過大，因為高速開通和關斷時，會產生很高的尖峰電壓，極有可能造成IGBT或其他元器件被擊穿。(3)選擇合適的柵極串聯(lián)電阻RG和柵射電容CG對IGBT的驅動相當重要。RG較小，柵射極之間的充放電時間常數(shù)比較小，會使開通瞬間電流較大，從而損壞IGBT；RG較大，有利于抑