《現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)》PPT課件.ppt

6.1 正交振幅調(diào)制(QAM) 6.2 最小移頻鍵控(MSK) 6.3 高斯最小移頻鍵控(GMSK) 6.4 DQPSK調(diào)制,現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù),現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù),在通信原理課程中我們討論了數(shù)字調(diào)制的三種基 本方式：數(shù)字振幅調(diào)制、數(shù)字頻率調(diào)制和數(shù)字相 位調(diào)制，然而，這三種數(shù)字調(diào)制方式都存在不足 之處，如頻譜利用率低、抗多徑抗衰落能力差、 功率譜衰減慢帶外輻射嚴重等。為了改善這些不 足，近幾十年來人們不斷地提出一些新的數(shù)字調(diào) 制解調(diào)技術(shù)，以適應各種通信系統(tǒng)的要求。例如 ，在恒參信道中，正交振幅調(diào)制(QAM)和正交頻 分復用(OFDM)方式具有高的頻譜利用率，正交 振幅調(diào)制在衛(wèi)星通信和有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳 輸?shù)阮I(lǐng)域得到廣泛應用。,而正交頻分復用在非對稱數(shù)字環(huán)路ADSL 和高清晰度電視HDTV 的地面廣播系統(tǒng)等得到成功應用。高斯最小移頻鍵控(GMSK)和/4DQPSK 具有較強的抗多徑抗衰落性能，帶外功率輻射小等特點，因而在移動通信領(lǐng)域得到應用。高斯最小移頻鍵控用于泛歐數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)(GSM)，/4 DQPSK 用于北美和日本的數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)。 下面分別對幾種具有代表性的數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)進行討論。,6.1正交振幅調(diào)制(QAM) 在現(xiàn)代通信中，提高頻譜利用率一直是人們關(guān)注的焦點之一。近年來，隨著通信業(yè)務需求的迅速增長，尋找頻譜利用率高的數(shù)字調(diào)制方式已成為數(shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計、研究的主要目標之一。正交振幅調(diào)制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)就是一種頻譜利用率很高的調(diào)制方式，其在中、 大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)、有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了廣泛應用。在移動通信中，隨著微蜂窩和微微蜂窩的出現(xiàn)，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。 過去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)中不能應用的正交振幅調(diào)制也引起人們的重視,6.1.1MQAM調(diào)制原理 正交振幅調(diào)制是用兩個獨立的基帶數(shù)字信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用這種已調(diào)信號在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。 正交振幅調(diào)制信號的一般表示式為 sMQAM(t)=,式中，An是基帶信號幅度，g(t-nTs)是寬度為Ts的單個基帶信號波形。 式(6.1 - 1)還可以變換為正交表示形式:,sMQAM(t)=,sMQAM(t)=,令 Xn=An cos Yn=Ansin,則式(6.1 - 2)變?yōu)?sMQAM(t)=,QAM中的振幅Xn和Yn可以表示為 Xn=cnA Yn=dnA,式中，A是固定振幅，cn、dn由輸入數(shù)據(jù)確定。cn、dn決定了已調(diào)QAM信號在信號空間中的坐標點。 QAM信號調(diào)制原理圖如圖 6 - 1 所示。圖中，輸入的二進制序列經(jīng)過串/并變換器輸出速率減半的兩路并行序列， 再分別經(jīng)過2電平到L電平的變換，形成L電平的基帶信號。 為了抑制已調(diào)信號的帶外輻射，該L電平的基帶信號還要經(jīng)過預調(diào)制低通濾波器，形成X(t)和Y(t)，再分別對同相載波和正交載波相乘。 最后將兩路信號相加即可得到QAM信號。,圖6-1 QAM信號調(diào)制原理圖,信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。通常，可以用星座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。對于M=16的16QAM來說，有多種分布形式的信號星座圖。 兩種具有代表意義的信號星座圖如圖 6 - 2 所示。在圖 6 - 2(a)中， 信號點的分布成方型，故稱為方型16QAM星座，也稱為標準型16QAM。在圖 6 - 2(b)中，信號點的分布成星型，故稱為星型16QAM星座。 若信號點之間的最小距離為2A，且所有信號點等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號功率為,圖 6- 216QAM的星座圖 (a) 方型16QAM星座； (b) 星型16QAM星座,對于方型16QAM，信號平均功率為,對于星型16QAM，信號平均功率為,兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結(jié)構(gòu)也有重要的差別。一是星型16QAM只有兩個振幅值，而方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。,M=4, 16, 32, , 256時MQAM信號的星座圖如圖 6 - 3 所示。其中，M=4, 16, 64, 256 時星座圖為矩形，而M=32, 128 時星座圖為十字形。前者M為2的偶次方，即每個符號攜帶偶數(shù)個比特信息；后者M為2的奇次方，即每個符號攜帶奇數(shù)個比特信息。 若已調(diào)信號的最大幅度為1，則MPSK信號星座圖上信號點間的最小距離為 dMPSK=2 sin,而MQAM信號矩形星座圖上信號點間的最小距離為,圖6-3 MQAM信號的星座圖,dMQAM=,式中，L為星座圖上信號點在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。由式(6.1 - 6)和(6.1 - 7)可以看出，當M=4時，d4PSK=d4QAM，實際上，4PSK和4QAM的星座圖相同。當M=16時，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。 這表明，16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。,6.1.2 MQAM解調(diào)原理 MQAM信號同樣可以采用正交相干解調(diào)方法， 其解調(diào)器原理圖如圖 6 - 4 所示。解調(diào)器輸入信號與本地恢復的兩個正交載波相乘后，經(jīng)過低通濾波輸出兩路多電平基帶信號X(t)和Y(t)。多電平判決器對多電平基帶信號進行判決和檢測，再經(jīng)L電平到2電平轉(zhuǎn)換和并/串變換器最終輸出二進制數(shù)據(jù)。 ,圖 6-4MQAM信號相干解調(diào)原理圖,6.1.3MQAM抗噪聲性能 對于方型QAM，可以看成是由兩個相互正交且獨立的多電平ASK信號疊加而成。因此，利用多電平信號誤碼率的分析方法，可得到M進制QAM的誤碼率為 Pe=,式中，M=L2，Eb為每比特碼元能量，n0為噪聲單邊功率譜密度。 圖 6 -5 給出了M進制方型QAM的誤碼率曲線。,圖 6- 5 M進制方型QAM的誤碼率曲線,6.2 最小移頻鍵控(MSK),數(shù)字頻率調(diào)制和數(shù)字相位調(diào)制，由于已調(diào)信號包絡(luò)恒定， 因此有利于在非線性特性的信道中傳輸。由于一般移頻鍵控信號相位不連續(xù)、頻偏較大等原因，使其頻譜利用率較低。本節(jié)將討論的MSK(Minimum Frequency Shift Keying)是二進制連續(xù)相位FSK的一種特殊形式。MSK稱為最小移頻鍵控，有時也稱為快速移頻鍵控(FFSK)。所謂“最小”是指這種調(diào)制方式能以最小的調(diào)制指數(shù)(0.5)獲得正交信號； 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內(nèi)，MSK能比2PSK的數(shù)據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。,6.2.1 MSK 的基本原理 MSK是恒定包絡(luò)連續(xù)相位頻率調(diào)制， 其信號的表示式為 ,sMSK(t)= cos,其中,kTst(k+1)Ts, k=0, 1, ,令,則式(6.2 - 1)可表示為 sMSK(t)= cosct+k(t),式中，k(t)稱為附加相位函數(shù)；c為載波角頻率；Ts為碼元寬度；ak為第k個輸入碼元，取值為1；k為第k個碼元的相位常數(shù)，在時間kTst(k+1)Ts中保持不變，其作用是保證在t=kTs時刻信號相位連續(xù)。,令 k(t)=ct+,則,由式(6.2 - 5)可以看出，MSK信號的兩個頻率分別為,f1=fc- f1=fc+,中心頻率fc應選為,fc=,式(6.2 - 8)表明，MSK信號在每一碼元周期內(nèi)必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍。fc還可以表示為 fc=,(N為正整數(shù)； m=0, 1, 2, 3),相應地MSK信號的兩個頻率可表示為 f1=,由此可得頻率間隔為 f=f2-f1= MSK信號的調(diào)制指數(shù)為 h=f Ts=, 當取N=1, m=0 時，MSK信號的時間波形如圖 6 - 6 所示。,圖6-6 MSK 信號的時間波形,k=k-1+(ak-1-ak),ak=ak-1 akak-1,式中，若取k的初始參考值0=0，則 k=0 或 (模2)k=0, 1, 2, 上式即反映了MSK信號前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系， 表明MSK信號在第k個碼元的相位常數(shù)不僅與當前碼元的取值ak有關(guān)，而且還與前一碼元的取值ak-1及相位常數(shù)k-1有關(guān)。,對第k個碼元的相位常數(shù)k的選擇應保證MSK信號相位在碼元轉(zhuǎn)換時刻是連續(xù)的。根據(jù)這一要求，由式(6.2 - 2)可以得到相位約束條件為,由附加相位函數(shù)k(t)的表示式(6.2 - 2)可以看出，k(t)是一直線方程，其斜率為 ， 截距為k。由于ak的取值為1，故 是分段線性的相位函數(shù)。因此，MSK的整個相位路徑是由間隔為Ts的一系列直線段所連成的折線。在任一個碼元期間Ts，若ak=+1，則k(t)線性增加 ；若ak=-1， 則k(t)線性減小 。對于給定的輸入信號序列ak，相應的附加相位函數(shù)k(t)的波形如圖 6 - 7 所示。 對于各種可能的輸入信號序列，k(t)的所有可能路徑如圖 6 - 8 所示，它是一個從-2到+2的網(wǎng)格圖。,圖 6 7 附加相位函數(shù)k(t)的波形圖,圖 6 -8MSK的相位網(wǎng)格圖,從以上分析總結(jié)得出，MSK信號具有以下特點： （1）MSK信號是恒定包絡(luò)信號； （2）在碼元轉(zhuǎn)換時刻，信號的相位是連續(xù)的，以載波相位為基準的信號相位在一個碼元期間內(nèi)線性地變化 ； （3） 在一個碼元期間內(nèi)， 信號應包括四分之一載波周期的整數(shù)倍，信號的頻率偏移等于 ，相應的調(diào)制指數(shù)h=0.5。 下面我們簡要討論一下MSK信號的功率譜。對于由式(6.2 - 1)定義的MSK信號，其單邊功率譜密度可表示為,根據(jù)式(6.2 - 16)畫出MSK信號的功率譜如圖 6 - 9 所示。 為了便于比較，圖中還畫出了2PSK信號的功率譜。 由圖 6 - 9 可以看出，與2PSK相比，MSK信號的功率譜更加緊湊， 其第一個零點出現(xiàn)在0.75/Ts處，而2PSK的第一個零點出現(xiàn)在1/Ts處。這表明，MSK信號功率譜的主瓣所占的頻帶寬度比2PSK信號的窄；當(f-fc)時，MSK的功率譜以(f-fc)-4的速率衰減，它要比2PSK的衰減速率快得多，因此對鄰道的干擾也較小。,圖 6 - 9MSK信號的歸一化功率譜,6.2.2 MSK調(diào)制解調(diào)原理 由MSK信號的一般表示式(6.2 - 3)可得 sMSK(t)= cosct+k(t)=cosk(t) cosct-sink(t) sinct (6.2 - 17) 因為k(t)= +k 代入式(6.2 - 17)可得 sMSK(t)=coskcos,上式即為MSK信號的正交表示形式。其同相分量為 xI(t)= cosk cos 也稱為I支路。 其正交分量為 xQ(t)=ak cosk sin 也稱為Q支路。cos 和sin 稱為加權(quán)函數(shù)。 由 式(6.2 - 18)可以畫出MSK信號調(diào)制器原理圖如圖 6 - 10 所示。圖中， 輸入二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過差分編碼和串/并變換后， I支路信號經(jīng)cos 加權(quán)調(diào)制和同相載波cosct相乘輸出同相分量xI(t)。,圖6-10 MSK信號調(diào)制器原理圖,Q支路信號先延遲Ts，經(jīng)sin 加權(quán)調(diào)制和正交載波 sinct相乘輸出正交分量xQ(t)。xI(t)和xQ(t)相減就可得到已調(diào)MSK信號。 MSK信號屬于數(shù)字頻率調(diào)制信號，因此可以采用一般鑒頻器方式進行解調(diào)，其原理圖如圖 6 - 11 所示。鑒頻器解調(diào)方式結(jié)構(gòu)簡單，容易實現(xiàn)。 由于MSK信號調(diào)制指數(shù)較小，采用一般鑒頻器方式進行解調(diào)誤碼率性能不太好，因此在對誤碼率有較高要求時大多采用相干解調(diào)方式。圖 6 - 12 是MSK信號相干解調(diào)器原理圖，其由相干載波提取和相干解調(diào)兩部分組成。 ,圖 6- 11MSK鑒頻器解調(diào)原理圖,圖 6 - 12MSK信號相干解調(diào)器原理圖,6.2.3 MSK的性能 設(shè)信道特性為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，MSK解調(diào)器輸入信號與噪聲的合成波為 r(t)=cos(ct+ + k) +n(t) (6.2 - 21) 式中 n(t)=nc(t) cosct-ns(t) sinct 是均值為0，方差為2的窄帶高斯噪聲。 經(jīng)過相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kTs時刻I支路的樣值為 (2kTs)=acosk+(-1)knc (6.2 - 22) 在t=(2k+1)Ts時刻Q支路的樣值為 (2k+1)Ts=aakcosk+(-1)kns,式中nc和ns分別為nc(t)和ns(t)在取樣時刻的樣本值。在I支路和Q支路數(shù)據(jù)等概率的情況下，各支路的誤碼率為 Ps=,式中， r= 為信噪比。 經(jīng)過交替門輸出和差分譯碼后， 系統(tǒng)的總誤比特率為 Pe=2Ps(1-Ps) (6.2 - 25) MSK系統(tǒng)誤比特率曲線如圖 6 - 13 所示。 由以上分析可以看出，MSK信號比2PSK有更高的頻譜利用率，并且有更強的抗噪聲性能，從而得到了廣泛的應用。 ,圖 6- 13MSK系統(tǒng)誤比特率曲線,6.3 高斯最小移頻鍵控(GMSK),由上一節(jié)分析可知，MSK調(diào)制方式的突出優(yōu)點是已調(diào)信號具有恒定包絡(luò)，且功率譜在主瓣以外衰減較快。但是，在移動通信中，對信號帶外輻射功率的限制十分嚴格，一般要求必須衰減70dB以上。從MSK信號的功率譜可以看出，MSK信號仍不能滿足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(GMSK)就是針對上述要求提出來的。GMSK調(diào)制方式能滿足移動通信環(huán)境下對鄰道干擾的嚴格要求，它以其良好的性能而被泛歐數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)(GSM)所采用。,6.3.1GMSK的基本原理 MSK調(diào)制是調(diào)制指數(shù)為0.5的二進制調(diào)頻，基帶信號為矩形波形。為了壓縮MSK信號的功率譜，可在MSK調(diào)制前加入預調(diào)制濾波器，對矩形波形進行濾波，得到一種新型的基帶波形， 使其本身和盡可能高階的導數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。GMSK(GaussianFiltered Minimum Shift Keying)調(diào)制原理圖如圖6 - 14 所示。 為了有效地抑制MSK信號的帶外功率輻射，預調(diào)制濾波器應具有以下特性：,圖 6 14 GMSK調(diào)制原理圖,(1) 帶寬窄并且具有陡峭的截止特性； (2) 脈沖響應的過沖較?。?(3) 濾波器輸出脈沖響應曲線下的面積對應于/2的相移。 其中條件(1)是為了抑制高頻分量；條件(2)是為了防止過大的瞬時頻偏；條件(3)是為了使調(diào)制指數(shù)為0.5。 一種滿足上述特性的預調(diào)制濾波器是高斯低通濾波器， 其單位沖激響應為 ,傳輸函數(shù)為 H(f)=exp(-2f2 ) (6.3 - 2) 式中,是與高斯濾波器的3dB帶寬Bb有關(guān)的參數(shù)，它們之間的關(guān)系為 Bb= 0.5887 如果輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t): s(t)=,b(t) =,其他,其中, Tb為碼元間隔。高斯預調(diào)制濾波器的輸出為 x(t)=s(t)*h(t)=,式中, g(t)為高斯預調(diào)制濾波器的脈沖響應: g(t)=b(t)*h(t)=,當BbTb取不同值時，g(t)的波形如圖 6 - 15 所示。 GMSK信號的表達式為 sGMSK(t)=cos,圖6-15 高斯濾波器的矩形脈沖響應,式中，an為輸入數(shù)據(jù)。 高斯濾波器的輸出脈沖經(jīng)MSK調(diào)制得到GMSK信號，其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿， 也無拐點，因此，相位路徑得到進一步平滑，如圖 6 - 16 所示。,圖 6 - 16GMSK信號的相位路徑,圖 6 - 17 是通過計算機模擬得到的GMSK信號的功率譜。 圖中，橫坐標為歸一化頻差(f - fc)Tb，縱坐標為功率譜密度， 參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元 長度Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號的功率譜密度。 GMSK信號的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。 表 6 - 1 給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號中包含給定功率 百分比的帶寬。,圖 6 -17GMSK信號的功率譜密度,表 6 1 GMSK信號中包含給定功率百分比的射頻帶寬,圖 6 - 18 是在不同BbTb時由頻譜分析儀測得的射頻輸出頻譜。可見，測量值與圖6 - 17 所示的計算機模擬結(jié)果基本一致。 圖 6 - 19 是GMSK信號正交相干解調(diào)時測得的眼圖。可以看出， 當BbTb較小時會使基帶波形中引入嚴重的碼間干擾，從而降低性能。當BbTb=0.25 時，GMSK的誤碼率比MSK下降1 dB。,圖 6 18 不同BbTb時實測GMSK信號射頻功率譜,圖 6 - 19GMSK信號正交相干解調(diào)的眼圖,6.3.2GMSK的調(diào)制與解調(diào) 產(chǎn)生GMSK信號的一種簡單方法是采用鎖相環(huán)(PLL)法， 其原理圖如圖 6 - 20 所示。圖中，輸入數(shù)據(jù)序列先進行 相移BPSK調(diào)制，然后將該信號通過鎖相環(huán)對BPSK信號的相位突跳進行平滑，使得信號在碼元轉(zhuǎn)換時刻相位連續(xù)，而且沒有尖角。該方法實現(xiàn)GMSK信號的關(guān)鍵是鎖相環(huán)傳輸函數(shù)的設(shè)計，以滿足輸出信號功率譜特性要求。 由式(6.3 - 8)，GMSK信號可以表示為正交形式，即 sGMSK(t)=cosct+(t)=cos(t)cosct-sin(t)sinct,圖 6 -20PLL型GMSK調(diào)制器,式中 (t)=,由式(6.3 - 9)和式(6.3 - 10)可以構(gòu)成一種波形存儲正交調(diào)制器，其原理圖如圖 6 - 21 所示。 波形存儲正交調(diào)制器的優(yōu)點是避免了復雜的濾波器設(shè)計和實現(xiàn)，可以產(chǎn)生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調(diào)信號。 GMSK信號的基本特征與MSK信號完全相同， 其主要差別是GMSK信號的相位軌跡比MSK信號的相位軌跡平滑。因此， 圖 6 - 12所示的MSK信號相干解調(diào)器原理圖完全適用GMSK信號的相干解調(diào)。 GMSK信號也可以采用圖 6 - 22 所示的差分解調(diào)器解調(diào)。圖 6 - 22(a)是1比特差分解調(diào)方案，圖 6 - 22(b)是2比特差分解調(diào)方案。 ,圖 6 21 波形存儲正交調(diào)制器產(chǎn)生GMSK信號,圖6-22GMSK 信號差分解調(diào)器原理 （a)1比特差分調(diào)節(jié)器 （b)2比特差分解調(diào)器,6.3.3GMSK系統(tǒng)的性能 假設(shè)信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度為n0。 GMSK信號相干解調(diào)的誤比特率下界可以表示為 Pe=,式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hilbert空間中發(fā)送數(shù)據(jù)“1”和“0”對應的復信號u1(t)和u0(t)之間的最小距離， 即,在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測得的GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線如圖6 - 23 所示。由圖可以看出，當BbTb=0.25 時，GMSK的性能僅比MSK下降1dB。由于移動通信系統(tǒng)是快速瑞利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過實際測試。 ,圖6-23 例相信道下GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線,6.4 DQPSK調(diào)制, DQPSK( -Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shi ft Keying)是一種正交相移鍵控調(diào)制方式，它綜合了QPSK和OQPSK兩種調(diào)制方式的優(yōu)點。 DQPSK有比QPSK更小的包絡(luò)波動和比GMSK更高的頻譜利用率。在多徑擴展和衰落的情況下， DQPSK比OQPSK的性能更好。 DQPSK能夠采用非相干解調(diào)，從而使得接收機實現(xiàn)大大簡化。 DQPSK已被用于北美和日本的數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)。 ,6.4.1 DQPSK的調(diào)制原理 在 DQPSK調(diào)制器中，已調(diào)信號的信號點從相互偏移 的兩個QPSK星座圖中選取。圖 6 - 24 給出了兩個相互偏移 的星座圖和一個合并的星座圖，圖中兩個信號點之間的連線表示可能的相位跳變?？梢?， 信號的最大相位跳變是 。 另外，由圖 6 - 24 還可看出，對每對連續(xù)的雙比特其信號點至少有 的相位變化，從而使接收機容易進行時鐘恢復和同步。 DQPSK調(diào)制器原理圖如圖 6 - 25所示。輸入的二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過串/并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號Ik和正交支路信號Qk，Ik和Qk的符號速率是輸入數(shù)據(jù)速率的一半。在第k個碼元區(qū)間內(nèi)，差分相位編碼器的輸出和輸入有如下關(guān)系:,圖 6- 24 DQPSK信號的星座圖,圖 6-25 DQPSK調(diào)制器原理圖,Ik=Ik-1cosk-Qk-1sink (6.4 - 1) Qk=Ik-1sink+Qk-1cosk 式中，k是由差分相位編碼器的輸入數(shù)據(jù)xk和yk所決定的。 采用Gray編碼的雙比特（xk，yk）與相移k的關(guān)系如表 9 - 2所示。差分相位編碼器的輸出Ik和Qk共有五種取值： 為了抑制已調(diào)信號的帶外功率輻射，在進行正交調(diào)制前先使同相支路信號和正交支路信號Ik和Qk通過具有線性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為 ,1,0,0f, f,表 6 2 采用Gray編碼的雙比特(xk, yk)與相移k的關(guān)系表,式中，g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形，k為第k個數(shù)據(jù)期間的絕對相位。k可由以下差分編碼得出: k=k-1+k (6.4 - 5) DQPSK是一種線性調(diào)制，其包絡(luò)不恒定。若發(fā)射機具有非線性放大，將會使已調(diào)信號頻譜展寬，降低頻譜利用率。 為了提高功率放大器的動態(tài)范圍，改善輸出信號的頻譜特性， 通常采用具有負反饋控制的功率放大器。,6.4.2 DQPSK的解調(diào) DQPSK可以采用與4DPSK相似的方式解調(diào)。 在加性高斯白噪聲(AWGN)信道中，相干解調(diào)的 DQPSK與DQPSK有相同的誤碼性能。為了便于實現(xiàn)，經(jīng)常采用差分檢測來解調(diào) DQPSK信號。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由于不依賴相位同步，差分檢測提供了較好的誤碼性能。 DQPSK信號基帶差分檢測器的原理圖如圖 6 - 26 所示。 在解調(diào)器中，本地振蕩器產(chǎn)生的正交載波與發(fā)射載波頻率相同， 但有固定的相位差。解調(diào)器中同相支路和正交支路兩個低通濾波器的輸出分別為,圖 6 26 基帶差分檢測器原理圖,ck=cos(k-) (6.4 - 6) dk= sin(k-) 兩個序列ck和dk送入差分解碼器進行解碼， 其解碼關(guān)系為 ek=ckck-1+dkdk-1 =cos(k-)cos(k-1-)+sin(k-)sin(k-1-) =cos(k-k-1)=cosk (