《電磁場、微波技術與天線》課件-第11章

第11章微帶天線11.1引言11.2矩形微帶天線11.3雙頻微帶天線

11.1引言

微帶天線(MicrostripAntenna)是由微帶傳輸線發(fā)展起來的,由導體薄片粘貼在背面有導體接地板的介質(zhì)基片上形成的天線。微帶輻射器的概念首先由Deschamps于1953年提出來。但是過了20年,到了20世紀70年代初,當具有較好的理論模型以及對敷銅或敷金的介質(zhì)基片的光刻技術發(fā)展之后,實際的微帶天線才制造出來,此后這種新型的天線得到了長足的發(fā)展。

和常用的微波天線相比,它有如下一些優(yōu)點:體積小、重量輕、低剖面,能與載體共形;制造成本低,易于批量生產(chǎn);天線的散射截面較小;能得到單方向的寬瓣方向圖,最大輻射方向在平面的法線方向;易于和微帶線路集成;易于實現(xiàn)線極化和圓極化,容易實現(xiàn)雙頻段、雙極化等多功能工作。微帶天線已得到越來越廣泛的重視,并應用于大約100MHz~100GHz的寬廣頻域,包括衛(wèi)星通信、雷達、遙感、制導武器以及便攜式無線電設備上。相同結(jié)構的微帶天線組成微帶天線陣可以獲得更高的增益和更大的帶寬。

11.2矩形微帶天線(Rectangular-PatchMicrostripAntenna)

矩形微帶天線是由矩形導體薄片粘貼在背面有導體接地板的介質(zhì)基片上形成的天線。圖11-2-1矩形微帶天線結(jié)構及等效面磁流密度

如圖11-2-

1所示,通常利用微帶傳輸線或同軸探針來饋電,使導體貼片與接地板之間激勵起高頻電磁場,并通過貼片四周與接地板之間的縫隙向外輻射。微帶貼片也可看作為寬W長L的一段微帶傳輸線,其終端(y=L邊)處因為呈現(xiàn)開路,將形成電壓波腹和電流的波節(jié)。一般取L≈λg/2,λg為微帶線上波長。于是另一端(y=0邊)也呈現(xiàn)電壓波腹和電流的波節(jié)。此時貼片與接地板間的電場分布也如圖521所示。該電場可近似表達為(設沿貼片寬度和基片厚度方向電場無變化)

由對偶邊界條件,窄縫上等效的面磁流密度為

式中:E=exEx,ex

是x方向單位矢量;en是縫隙表面(輻射口徑)的外法線方向單位矢量。由式(11-2-

2),縫隙表面上的等效面磁流均與接地板平行,如圖11-2-

1中的虛線箭頭所示。

可以分析出,沿兩條長為W的邊的磁流是同相的,故其輻射場在貼片法線方向(x軸)同相相加,呈最大值,且隨偏離此方向的角度的增大而減小,形成邊射方向圖。沿每條L邊的磁流都由反對稱的兩個部分構成,它們在H面(xOz面)上各處的輻射互相抵消;而兩條L邊的磁流又彼此呈反對稱分布,因而在E面(xOy面)上各處,它們的場也都相消。在其他平面上這些磁流的輻射不會完全相消,但與沿兩條W邊的輻射相比,都相當弱,成為交叉極化分量。

由上可知,矩形微帶天線的輻射主要由沿兩條W邊的縫隙產(chǎn)生,這二邊被稱為輻射邊。首先計算y=0處輻射邊產(chǎn)生的輻射場,該處的等效面磁流密度Jms=-ezE0。采用矢位法,對遠區(qū)觀察點P(r,θ,φ)(θ從z軸算起,φ從x軸算起),其等效磁流產(chǎn)生的電矢位可以由電流產(chǎn)生的磁矢位對偶得出

上式中已經(jīng)計入了接地板引起的Jms

正鏡像效應。積分得

由電矢位引起的電場為

對于遠區(qū),只保留1/r項,得

再計入y=L處輻射邊的遠場,考慮到間隔距離為λg/2的等幅同相二元陣的陣因子為

因此,微帶天線遠區(qū)輻射場為

圖11-2-

2顯示了某特定矩形微帶天線的計算和實測方向圖。兩者略有差別,因為在以上的理論分析中,假設了接地板為無限大的理想導電板,而實際上它是有限面積的。圖11-2-

2矩形微帶天線方向圖(W=1cm,L=3.05cm,f=3.1GHz)

當W?λ時,矩形微帶天線的方向系數(shù)D≈3×2=6,因子3是單個輻射邊的方向系數(shù)。

如果定義Um=E0h,按輻射電導的定義式

可求得每一條輻射邊的輻射電導為

當W?λ時,

當W?λ時,

矩形微帶天線的輸入阻抗可用微帶傳輸線法進行計算。圖11-2-

3表示其等效電路。每一條輻射邊等效為并聯(lián)的導納G+jB。如果不考慮兩條輻射邊的互耦,則每一條輻射邊都可以等效成相同的導納,它們被長度為L、寬度為W的低阻微帶線隔開。設該低阻微帶線的特性導納為Yc,則輸入端的輸入導納為圖11-2-

3矩形微帶天線等效電路

簡單微帶天線的貼片形狀還有圓形,稱為圓形微帶天線。采用貼片上開縫隙、或者在貼片與接地板之間打短路針的方法,可以有效地減小微帶天線的尺寸。

11.3雙頻微帶天線(Duel-BandMicrostripAntenna)

實現(xiàn)雙頻工作,對于矩形貼片應用較多的是利用激勵多模來獲得雙頻的,如圖11-3-

1所示,在矩形貼片非輻射邊開兩條長度相等的縫隙,在離貼片中心一適當距離處饋電,能得到較好的匹配。此種天線激勵了一種介于TM10與TM20之間的模式,新模的表面電流分布與TM10相似,與TM10具有相同的極化平面和相似的輻射模式,由這種模式與TM10一起實現(xiàn)雙頻工作。圖11-3-

1同軸線饋縫隙負載貼片天線結(jié)構

當天線尺寸W=15.5mm、L=11.5mm、l=0.5mm、W1=d=1mm、Wp=5.5mm,基片的相對介電常數(shù)εr=2.2、厚度h=0.8mm時,圖11-3-

2利用FDTD(時域有限差分法)計算了該天線的S11參數(shù)隨饋電位置的頻率變化曲線。圖中可以看出明顯的雙頻特性,饋電位置對于天線的頻率特性有一饋電位置,可以影響天線的阻抗特性,這也為尋找最佳匹配提供了依據(jù)。圖11-3-

2天線的|S11|參數(shù)曲線

采用分層結(jié)構則是實現(xiàn)雙頻工作的另一重要途徑。圖11-3-

3給出了工作于GPS兩個頻率的近耦合饋電雙頻微帶天線的結(jié)構圖。該天線包括三層介質(zhì)結(jié)構、兩個諧振子所需工作頻率的近方形貼片和一微帶線饋電結(jié)構,兩個近方形貼片分別置于第一層介質(zhì)和第三層介質(zhì)的頂部,而微帶線的饋電線則夾于兩貼片之間,位于第二層介質(zhì)的頂部。在三層介質(zhì)層具有相同介電常數(shù)εr=2.2的條件下,圖11-3-

4仍然利用FDTD方法計算了該天線的S11參數(shù)曲線并與實測值進行了比較。圖11-3-

3分層雙頻圓極化微帶天線結(jié)構示意圖圖11-3-