《通信電路》課件-第7章

第7章模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路

(非線性頻率變換電路)7.１概述7.２角度調(diào)制與解調(diào)原理7.３調(diào)頻電路7.４鑒頻電路7.5自動(dòng)頻率控制電路7.6集成調(diào)頻、鑒頻電路芯片介紹7.7章末小結(jié)習(xí)題7.1概述模擬頻率調(diào)制和相位調(diào)制合稱(chēng)為模擬角度調(diào)制(簡(jiǎn)稱(chēng)調(diào)角)。因?yàn)橄辔皇穷l率的積分,故頻率的變化必將引起相位的變化,反之亦然,所以調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)在時(shí)域特性、頻譜寬度、調(diào)制與解調(diào)的原理和實(shí)現(xiàn)方法等方面都有密切的聯(lián)系。

模擬角度調(diào)制與解調(diào)屬于非線性頻率變換,比屬于線性頻率變換的模擬振幅調(diào)制與解調(diào)在原理和電路實(shí)現(xiàn)上都要困難一些。由于角度調(diào)制信號(hào)在抗干擾方面比振幅調(diào)制信號(hào)要好得多,因此，雖然要占用更多的帶寬,但仍得到了廣泛的應(yīng)用。其中,在模擬通信方面,調(diào)頻制比調(diào)相制更加優(yōu)越,故大都采用調(diào)頻制。所以,本章在介紹電路時(shí),以模擬調(diào)頻電路、鑒頻(頻率解調(diào))電路為主題,但由于調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的內(nèi)在聯(lián)系,調(diào)頻可以用調(diào)相電路間接實(shí)現(xiàn),鑒頻也可以用鑒相(相位解調(diào),也稱(chēng)相位檢波)電路間接實(shí)現(xiàn),因此實(shí)際上也介紹了一些調(diào)相與鑒相電路。7.2角度調(diào)制與解調(diào)原理7.2.1調(diào)角信號(hào)的時(shí)域特性

1.調(diào)頻信號(hào)設(shè)高頻載波為uc=Ucmcosωct,調(diào)制信號(hào)為uΩ(t),則調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率為

ω(t)=ωc+kfuΩ(t)

瞬時(shí)相位為t調(diào)頻信號(hào)(7.2.1)其中，kf為比例系數(shù)，表示單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的角頻率偏移量，初相位φ0=0。(7.2.2)

上式表明,調(diào)頻信號(hào)的振幅恒定,瞬時(shí)角頻率是在固定的載頻上疊加一個(gè)與調(diào)制信號(hào)電壓成正比的角頻率偏移(簡(jiǎn)稱(chēng)角頻偏)Δω(t)=kfuΩ(t),瞬時(shí)相位是在隨時(shí)間變化的載波相位φc(t)=ωct上疊加了一個(gè)與調(diào)制電壓積分成正比的相位偏移(簡(jiǎn)稱(chēng)相偏)。其最大角頻偏Δωm和調(diào)頻指數(shù)(最大相偏)Mf分別定義為

若調(diào)制信號(hào)是單頻信號(hào),即

uΩ(t)=UΩmcosΩt

則由式(7.2.1)可寫(xiě)出相應(yīng)的調(diào)頻信號(hào)，即(7.2.3)2.調(diào)相信號(hào)設(shè)高頻載波為uc=Ucmcosωct,調(diào)制信號(hào)為uΩ(t),則調(diào)相信號(hào)的瞬時(shí)相位為

φ(t)=ωct+kpuΩ(t)

瞬時(shí)角頻率為調(diào)相信號(hào)為

uPM=Ucmcos［ωct+kpuΩ(t)］(7.2.4)其中，kp為比例系數(shù)，表示單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的角頻率偏移量，初相位φ0=0。(7.2.5)上式表明,調(diào)相信號(hào)的振幅恒定,瞬時(shí)相位是在隨時(shí)間變化的載波相位φc(t)=ωct上疊加了一個(gè)與調(diào)制電壓成正比的相偏Δφ(t)=kpuΩ(t),瞬時(shí)角頻率是在固定載頻上疊加了一個(gè)與調(diào)制電壓的導(dǎo)數(shù)成正比的角頻偏。最大角頻偏Δωm和調(diào)相指數(shù)(最大相偏)Mp分別定義為

若調(diào)制信號(hào)是單頻信號(hào),即uΩ(t)=UΩmcosΩt,由式(7.2.4)可寫(xiě)出相應(yīng)的調(diào)相信號(hào)，即

uPM

=Ucmcos(ωct+kpUΩm

cosΩt)

=Ucmcos(ωct+Mp

cosΩt)

(7.2.6)3.調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)時(shí)域特性的比較圖7.2.1給出了調(diào)制信號(hào)分別為單頻正弦波和三角波時(shí)調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)的有關(guān)波形。根據(jù)它們的時(shí)域表達(dá)式和波形可以得出以下幾點(diǎn)結(jié)論。調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的相同之處在于:(1)二者都是等幅信號(hào)。

(2)二者的頻率和相位都隨調(diào)制信號(hào)而變化,均產(chǎn)生頻偏與相偏，成為疏密波形。正頻偏最大處，即瞬時(shí)頻率最高處，波形最密；負(fù)頻偏最大處，即瞬時(shí)頻率最低處，波形最疏。

圖7.2.1調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的波形

(a)調(diào)制信號(hào)是單頻正弦波時(shí)；(b)調(diào)制信號(hào)是三角波時(shí)

調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的區(qū)別在于:(1)二者的頻率和相位隨調(diào)制信號(hào)變化的規(guī)律不一樣,但由于頻率與相位是微積分關(guān)系,故二者是有密切聯(lián)系的。例如，對(duì)于調(diào)頻信號(hào)來(lái)說(shuō)，調(diào)制信號(hào)電平最高處對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)正頻偏最大，波形最密；對(duì)于調(diào)相信號(hào)來(lái)說(shuō)，調(diào)制信號(hào)電平變化率（斜率）最大處對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)正頻偏最大，波形最密。

(2)從表7.2.1中可以看出,調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率有關(guān),最大頻偏與調(diào)制頻率無(wú)關(guān),而調(diào)相信號(hào)的最大頻偏與調(diào)制頻率有關(guān),調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制頻率無(wú)關(guān)。

(3)從理論上講,調(diào)頻信號(hào)的最大角頻偏Δωm＜ωc,由于載頻ωc很高,故Δωm可以很大,即調(diào)制范圍很大。由于相位以2π為周期,因此調(diào)相信號(hào)的最大相偏(調(diào)相指數(shù))Mp＜π,故調(diào)制范圍很小。表7.2.1單頻調(diào)頻信號(hào)與單頻調(diào)相信號(hào)參數(shù)比較7.2.2調(diào)角信號(hào)的頻譜由式(7.2.3)和(7.2.6)可以看出,在單頻調(diào)制時(shí),調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式是相似的,僅瞬時(shí)相偏分別隨正弦函數(shù)或余弦函數(shù)變化,無(wú)本質(zhì)區(qū)別,故可寫(xiě)成統(tǒng)一的調(diào)角信號(hào)表達(dá)式，即

u(t)=Ucmcos(ωct+MsinΩt)(7.2.7)

式中用調(diào)角指數(shù)M統(tǒng)一代替了Mf與Mp。式(7.2.7)可展開(kāi)為

u(t)=Ucm［cos(MsinΩt)cosωct-sin(MsinΩt)sinωct］

(7.2.8)

貝塞爾函數(shù)理論中的兩個(gè)公式:

cos(MsinΩt)=J0(M)+2J2(M)cos2Ωt+2J4(M)cos4Ωt+sin(MsinΩt)=2J1(M)sinΩt+2J3(M)sin3Ωt+2J5(M)sin5Ωt+…

（其中，Jn(M)是宗數(shù)為M的n階第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)），代入式(7.2.8),可得到u(t)=Ucm［J0(M)cosωct-2J1(M)sinΩtsinωct+2J2(M)cos2Ωt

cosωct-2J3(M)sin3Ωtsinωct

+2J4(M)cos4Ωt

cosωct-2J5(M)sin5Ωtsinωct+…］

=Ucm{J0(M)cosωct+J1(M)［cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］+J2(M)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］+J3(M)［cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t］

+J4(M)［cos(ωc+4Ω)t+cos(ωc-4Ω)t］

+J5(M)［cos(ωc+5Ω)t-cos(ωc-5Ω)t］+…}(7.2.9)

圖7.2.2給出了宗數(shù)為M的n階第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)曲線,表7.2.2給出了M為幾個(gè)離散值時(shí)的貝塞爾函數(shù)值。圖7.2.2宗數(shù)為M的n階第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)曲線圖表7.2.2貝塞爾函數(shù)表

分析式(7.2.9)和貝塞爾函數(shù)的特點(diǎn),可以看出單頻調(diào)角信號(hào)頻譜具有以下幾個(gè)特點(diǎn):(1)由載頻和無(wú)窮多組上、下邊頻組成,這些頻率分量滿(mǎn)足ωc±nΩ,振幅為Jn(M)Ucm,n=0,1,2,…。Ucm是調(diào)角信號(hào)振幅。當(dāng)n為偶數(shù)時(shí),兩邊頻分量振幅相同,相位相同；當(dāng)n為奇數(shù)時(shí),兩邊頻分量振幅相同,相位相反。(2)當(dāng)M確定后,各邊頻分量振幅值不是隨n單調(diào)變化,且有時(shí)候?yàn)榱?。因?yàn)楦麟A貝塞爾函數(shù)隨M增大變化的規(guī)律均是衰減振蕩,而各邊頻分量振幅值與對(duì)應(yīng)階貝塞爾函數(shù)成正比。

(3)隨著M值的增大,具有較大振幅的邊頻分量數(shù)目增加,載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢(shì),在個(gè)別地方(如M=2.405,5.520時(shí)),載頻分量為零。(4)若調(diào)角信號(hào)振幅不變,M值變化,則總功率不變,但載頻與各邊頻分量的功率將重新分配。對(duì)于任何M值，均有。上述特點(diǎn)充分說(shuō)明調(diào)角是完全不同于調(diào)幅的一種非線性頻率變換過(guò)程。顯然,作為調(diào)角的逆過(guò)程,角度解調(diào)也是一種非線性頻率變換過(guò)程。

對(duì)于由眾多頻率分量組成的一般調(diào)制信號(hào)來(lái)說(shuō),調(diào)角信號(hào)的總頻譜并非僅僅是調(diào)制信號(hào)中每個(gè)頻率分量單獨(dú)調(diào)制時(shí)所得頻譜的組合,而且另外又新增了許多頻率分量。例如,若調(diào)制信號(hào)由角頻率為Ω1、Ω2的兩個(gè)單頻正弦波組成,則對(duì)應(yīng)調(diào)角信號(hào)的頻率分量不但有ωc±nΩ1和ωc±nΩ2,還會(huì)出現(xiàn)ωc±nΩ1±pΩ2,n、p=0,1,2,…。(7.2.10)7.2.3調(diào)角信號(hào)的帶寬根據(jù)調(diào)角信號(hào)的頻譜特點(diǎn)可以看到,雖然理論上它的頻帶無(wú)限寬,但具有較大振幅的頻率分量還是集中在載頻附近,且上下邊頻在振幅上是對(duì)稱(chēng)的。當(dāng)M<<1（rad）時(shí)(工程上只需M＜0.25，cos0.25≈0.9689,sin0.25≈0.2474),對(duì)于窄帶調(diào)角信號(hào),有近似公式cos(MsinΩt)≈1,sin(MsinΩt)≈MsinΩt故式(7.2.8)可化簡(jiǎn)為

此時(shí)的頻譜由載頻和一對(duì)振幅相同、相位相反的上下邊頻組成,帶寬為

BW=2F(7.2.11)

對(duì)于非窄帶調(diào)角信號(hào),通常定義有效帶寬(簡(jiǎn)稱(chēng)帶寬)為

BW=2(M+1)F(7.2.12)

從表7.2.2中可以看出,M+1以上各階邊頻的振幅均小于調(diào)角信號(hào)振幅的10%,故可以忽略。對(duì)于一般調(diào)制信號(hào)形成的調(diào)角波,采用其中最高調(diào)制角頻率,代入式(7.2.11)或(7.2.12),可以求得頻帶寬度。

【例7.1】

已知音頻調(diào)制信號(hào)的最低頻率Fmin=20Hz,最高頻率Fmax=15kHz,若要求最大頻偏Δfm=45kHz,求出相應(yīng)調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)Mf

、帶寬BW和帶寬內(nèi)各頻率分量的功率之和(假定調(diào)頻信號(hào)總功率為1W),畫(huà)出F=15kHz時(shí)對(duì)應(yīng)的頻譜圖,并求出相應(yīng)調(diào)相信號(hào)的調(diào)相指數(shù)Mp、帶寬和最大頻偏。BW=2×(3+1)×15×103=120kHz

解：調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率成反比,即Mf=Δωm/Ω=Δfm/F,可求得圖7.2.3

例7.1圖

因?yàn)镕=15kHz對(duì)應(yīng)的Mf=3,從表7.2.2可查出J0(3)=-0.261,J1(3)=0.339,J2(3)=0.486,J3(3)=0.309,J4(3)=0.132,由此可畫(huà)出對(duì)應(yīng)調(diào)頻信號(hào)帶寬內(nèi)的頻譜圖,共9條譜線,如圖例7.1所示。

調(diào)頻信號(hào)是等幅波，故單位負(fù)載情況下功率Po與振幅Ucm的關(guān)系式為Po=U2cm/2。由于調(diào)頻信號(hào)總功率為1W,故

V,所以帶寬內(nèi)功率之和

=調(diào)相信號(hào)的最大頻偏是與調(diào)制信號(hào)頻率成正比的,為了保證所有調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)的最大頻偏不超過(guò)45kHz,故除了最高調(diào)制頻率外,其余調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)的最大頻偏必然小于45kHz。另外,調(diào)相信號(hào)的調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制頻率無(wú)關(guān)。所以

Δfmmin=M

pFmin=3×20=60Hz

BW=2×(3+1)×15×103=120kHz由以上結(jié)果可知,若調(diào)相信號(hào)最大頻偏限制在45kHz以?xún)?nèi),則帶寬仍為120kHz,與調(diào)頻信號(hào)相同,但各調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)的最大頻偏變化很大,最低的20Hz調(diào)制頻率僅60Hz。

最大頻偏與帶寬是兩個(gè)容易混淆的概念。最大頻偏是指調(diào)角信號(hào)瞬時(shí)頻率偏離載頻的最大值,例如在例7.1中最大頻偏是45kHz，若載頻為100MHz,則調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻率的變化范圍為99.955～100.045MHz；而帶寬是指調(diào)角信號(hào)頻譜分量的有效寬度,對(duì)于窄帶和非窄帶調(diào)角信號(hào),分別按照式(7.2.11)、(7.2.12)定義,帶寬內(nèi)頻率分量的功率之和占總功率的90%以上,如例7.1中15kHz分量是99.6%，帶寬為120kHz。非窄帶調(diào)頻信號(hào)最大頻偏Δfm與帶寬BW的關(guān)系為

BW=2(Δfm+F)(7.2.13)由式(7.2.13)可知,帶寬大致由最大頻偏所決定。對(duì)于調(diào)頻方式來(lái)說(shuō)，由于最大頻偏與調(diào)制頻率無(wú)關(guān),因此每個(gè)調(diào)制頻率分量都可以充分利用帶寬,獲得最大頻偏。但是,對(duì)于調(diào)相方式來(lái)說(shuō),帶寬是由最高調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏來(lái)決定的(BW=2(Δfmmax+Fmax))。除了最高調(diào)制頻率分量外,其余調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏均越來(lái)越小(Δfm=MpF),例如20Hz分量的最大頻偏僅60Hz,所以不能充分利用系統(tǒng)帶寬。7.2.4調(diào)角信號(hào)的調(diào)制原理

1.調(diào)頻原理實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)制的方式一般有兩種:一是直接調(diào)頻,二是間接調(diào)頻。

(1)直接調(diào)頻。根據(jù)調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率隨調(diào)制信號(hào)成線性變化這一基本特性,可以將調(diào)制信號(hào)作為壓控振蕩器的控制電壓,使其產(chǎn)生的振蕩頻率隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律而變化,壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率。顯然,這是實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的最直接方法,故稱(chēng)為直接調(diào)頻。(2)間接調(diào)頻。若先對(duì)調(diào)制信號(hào)uΩ(t)進(jìn)行積分,得到

,然后將u1(t)作為調(diào)制信號(hào)對(duì)載頻信號(hào)進(jìn)行調(diào)相,則由式(7.2.4)可得到

參照式(7.2.1)可知,對(duì)于uΩ(t)來(lái)說(shuō),上式是一個(gè)調(diào)頻信號(hào)表達(dá)式。因此,將調(diào)制信號(hào)積分后調(diào)相,是實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的另外一種方式,稱(chēng)為間接調(diào)頻。或者說(shuō),間接調(diào)頻是借用調(diào)相的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的。圖7.2４是間接調(diào)頻原理圖。2.調(diào)相原理實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制的基本原理是使角頻率為ωc的高頻載波uc(t)通過(guò)一個(gè)可控相移網(wǎng)絡(luò),此網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移Δφ受調(diào)制電壓uΩ(t)控制,滿(mǎn)足Δφ=kpuΩ(t)的關(guān)系,所以網(wǎng)絡(luò)輸出就是滿(mǎn)足式(7.2.4)的調(diào)相信號(hào)了。圖7.2.5給出了可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖。

圖7.2.4間接調(diào)頻原理圖

圖7.2.5可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖式(7.2.4)所示調(diào)相信號(hào)又可寫(xiě)成式中其中，kd=-kp/ωc是一比例系數(shù)。(7.2.14)

式(7.2.14)將調(diào)相信號(hào)表示為一個(gè)可控時(shí)延信號(hào),時(shí)延τ與調(diào)制電壓uΩ(t)成正比?？梢?jiàn),時(shí)延與相移本質(zhì)上是一樣的。所以,將圖7.2.5中的可控相移網(wǎng)絡(luò)改為可控時(shí)延網(wǎng)絡(luò),也可實(shí)現(xiàn)調(diào)相。7.2.5調(diào)角信號(hào)的解調(diào)原理

1.鑒相原理采用乘積鑒相是最常用的方法。若調(diào)相信號(hào)為

uPM=Ucmcos［ωct+Δφ(t)］

其中

Δφ(t)=kpuΩ(t)

同步信號(hào)與載波信號(hào)相差π/2,為則有

用低通濾波器取出uo中的低頻分量，即(7.2.15)

式中，k為乘法器增益,低通濾波器增益為1。{

由式(7.2.15)可以看到,乘積鑒相的線性鑒相范圍較小,只能解調(diào)Mp≤π/6的調(diào)相信號(hào)。圖7.2.6是乘積鑒相原理圖。由于相乘的兩個(gè)信號(hào)有90°的固定相位差,故這種方法又稱(chēng)為正交乘積鑒相。

圖7.2.6正交乘積鑒相原理圖

2.鑒頻原理從式(7.2.1)所示調(diào)頻信號(hào)表達(dá)式來(lái)看,由于隨調(diào)制信號(hào)uΩ(t)成線性變化的瞬時(shí)角頻率與相位是微分關(guān)系,而相位與電壓又是三角函數(shù)關(guān)系,因此要從調(diào)頻信號(hào)中直接提取與uΩ(t)成正比的電壓信號(hào)很困難。通常采用兩種間接方法。一種方法是先將調(diào)頻信號(hào)通過(guò)頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻—調(diào)幅信號(hào)（指瞬時(shí)頻率和振幅中都含有與調(diào)制信號(hào)電壓成正比分量的高頻已調(diào)波信號(hào)）,然后利用包絡(luò)檢波的方式取出調(diào)制信號(hào)。另一種方法是先將調(diào)頻信號(hào)通過(guò)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻—調(diào)相信號(hào)（指瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)相位中都含有與調(diào)制信號(hào)電壓成正比分量的高頻已調(diào)波信號(hào)）,然后利用鑒相方式取出調(diào)制信號(hào)。圖7.2.7給出了相應(yīng)的原理圖。圖7.2.7鑒頻原理圖7.3.1調(diào)頻電路的主要性能指標(biāo)

1.調(diào)頻線性特性調(diào)頻電路輸出信號(hào)的瞬時(shí)頻偏與調(diào)制電壓的關(guān)系稱(chēng)為調(diào)頻特性。顯然,理想調(diào)頻特性應(yīng)該是線性的,然而實(shí)際電路會(huì)產(chǎn)生一些非線性失真,應(yīng)盡量設(shè)法使其減小。7.3調(diào)

頻

電

路2.調(diào)頻靈敏度單位調(diào)制電壓變化產(chǎn)生的角頻偏稱(chēng)為調(diào)頻靈敏度Sf,即Sf=dω/duΩ。在線性調(diào)頻范圍內(nèi),Sf相當(dāng)于式(7.2.1)中的kf。

3.最大線性調(diào)制頻偏(簡(jiǎn)稱(chēng)最大線性頻偏)

實(shí)際電路的調(diào)頻特性從整體上看是非線性的,其中線性部分能夠?qū)崿F(xiàn)的最大頻偏稱(chēng)為最大線性頻偏。為了避免符號(hào)過(guò)多，最大線性頻偏仍然采用最大頻偏的符號(hào)Δfm表示。由公式Mf=Δfm/F,BW=2(Mf+1)F=2(Δfm+F)可知,最大頻偏與調(diào)頻指數(shù)和帶寬都有密切關(guān)系。不同的調(diào)頻系統(tǒng)要求不同的最大頻偏,所以調(diào)頻電路能達(dá)到的最大線性頻偏應(yīng)滿(mǎn)足要求。如調(diào)頻廣播系統(tǒng)的要求是75kHz,調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)的要求是50kHz。

4.載頻穩(wěn)定度調(diào)頻電路的載頻(即中心頻率)穩(wěn)定性是接收電路能夠正常工作而且不會(huì)造成鄰近信道互相干擾的重要保證。不同調(diào)頻系統(tǒng)對(duì)載頻穩(wěn)定度的要求是不同的,如調(diào)頻廣播系統(tǒng)要求載頻漂移不超過(guò)±2kHz,調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)要求載頻漂移不超過(guò)±500Hz。7.3.2直接調(diào)頻電路

1.變?nèi)荻O管調(diào)頻電路為簡(jiǎn)化起見(jiàn),假定其振蕩回路僅包括一個(gè)等效電感L和一個(gè)變?nèi)荻O管組成的等效電容Cj,則在單頻調(diào)制信號(hào)uΩ(t)=UΩmcosΩt的作用下,回路振蕩角頻率可參照式(4.5.2)寫(xiě)成(7.3.1)

其中，

是uΩ=0時(shí)的振蕩角頻率,即調(diào)頻電路中心角頻率,x=m

cosΩt=uΩ/（UB+UQ）是歸一化調(diào)制信號(hào)電壓,|x|≤1。故角頻偏為(7.3.2)在式(7.3.1)中,當(dāng)變?nèi)荻O管變?nèi)葜笖?shù)n=2時(shí),有

這種情況稱(chēng)為線性調(diào)頻,沒(méi)有非線性失真。其中，線性角頻偏部分為當(dāng)n≠2時(shí),式(7.3.1)可展開(kāi)為(7.3.3)和調(diào)頻靈敏度表達(dá)式(7.3.4)(7.3.5)由式(7.3.2)與(7.3.3)可以寫(xiě)出統(tǒng)一的最大線性角頻偏表達(dá)式

式說(shuō)明,當(dāng)n確定之后,最大相對(duì)線性角頻偏Δωm/ωc與電容調(diào)制度m成正比。雖然增大m會(huì)增加最大相對(duì)角頻偏,但也會(huì)增加非線性失真和減小載頻穩(wěn)定度,所以,最大相對(duì)角頻偏受m的限制。

式(7.3.4)還可寫(xiě)成(7.3.6)圖7.3.1變?nèi)荻O管部分接入調(diào)頻電路圖7.3.2變?nèi)荻O管上疊加高頻振蕩電壓對(duì)結(jié)電容的影響

2.晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路在晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路中,常采用晶振與變?nèi)荻O管串聯(lián)的方式,例如圖4.5.3給出的一個(gè)例子。晶體變?nèi)荻O管壓控振蕩器也可以看作是晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。正如第4章4.4、4.5節(jié)所指出的,晶振的頻率控制范圍很窄,僅在串聯(lián)諧振頻率fs與并聯(lián)諧振頻率fp之間,所以晶振調(diào)頻電路的最大相對(duì)頻偏Δfm/fc只能達(dá)到0.01%左右,最大線性頻偏Δfm也就很小。

晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的突出優(yōu)點(diǎn)是載頻(中心頻率)穩(wěn)定度高,可達(dá)10-5左右,因而在調(diào)頻通信發(fā)送設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。為了增加最大線性頻偏,即擴(kuò)展晶振的頻率控制范圍,可以采用串聯(lián)或并聯(lián)電感的方法,這在第4章4.5節(jié)已有詳細(xì)討論,圖4.5.6也給出了有關(guān)電路圖,故不再重復(fù)。7.6節(jié)中介紹的MC2833調(diào)頻集成電路的應(yīng)用也是一個(gè)實(shí)際范例,可參看圖7.6.1。3.擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法從式(7.3.6)可以看到,變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路的最大相對(duì)線性頻偏Δfm/fc受到變?nèi)莨軈?shù)的限制。晶振直接調(diào)頻電路的最大相對(duì)線性頻偏也受到晶振特性的限制。顯然,提高載頻是擴(kuò)展最大線性頻偏最直接的方法。例如,當(dāng)載頻為100MHz時(shí),即使最大相對(duì)線性頻偏僅0.01%,最大線性頻偏也可達(dá)到10kHz,這對(duì)于一般語(yǔ)音通信也足夠了。

然而,如要求進(jìn)一步擴(kuò)展最大線性頻偏,可以采用倍頻和混頻的方法。設(shè)調(diào)頻電路產(chǎn)生的單頻調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率為

ω1=ωc+kfUΩmcosΩt=ωc+Δωm

cosΩt

經(jīng)過(guò)n倍頻電路之后,瞬時(shí)角頻率變成

ω2=nωc+nΔωm

cosΩt

可見(jiàn)，n倍頻電路可將調(diào)頻信號(hào)的載頻和最大頻偏同時(shí)擴(kuò)大為原來(lái)的n倍,但最大相對(duì)頻偏仍保持不變。

若將瞬時(shí)角頻率為ω2的調(diào)頻信號(hào)與固定角頻率為ω3=(n+1)ωc的高頻正弦信號(hào)進(jìn)行混頻,則差頻為

ω4=ω3-ω2=ωc-nΔωm

cosΩt

可見(jiàn)，混頻能使調(diào)頻信號(hào)最大頻偏保持不變,最大相對(duì)頻偏發(fā)生變化。根據(jù)以上分析,由直接調(diào)頻、倍頻和混頻電路三者的組合可使產(chǎn)生的調(diào)頻信號(hào)的載頻不變,最大線性頻偏擴(kuò)大為原來(lái)的n倍。如果將直接調(diào)頻電路的中心頻率提高為原來(lái)的n倍,保持最大相對(duì)頻偏不變,則能夠直接得到瞬時(shí)角頻率為ω2的調(diào)頻信號(hào),這樣可以省去倍頻電路。圖7.3.3給出了有關(guān)原理方框圖。圖7.3.3擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏原理圖7.3.3間接調(diào)頻電路

1.變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)圖7.3.4(a)給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的實(shí)用電路,(b)是其高頻等效電路。對(duì)于高頻載波來(lái)說(shuō),三個(gè)0.001μF的小電容短路；對(duì)于低頻調(diào)制信號(hào)來(lái)說(shuō),三個(gè)0.001μF的小電容開(kāi)路,4.7μF電容短路和電感L短路，R3與C3可視為一個(gè)低通濾波器。圖7.3.4變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)設(shè)調(diào)制信號(hào)uΩ=UΩmcosΩt經(jīng)4.7μF電容耦合到變?nèi)荻O管上,則由電感L和變?nèi)荻O管組成的LCj回路的中心角頻率ω(t)將隨調(diào)制電壓而變化。當(dāng)角頻率為ωc的載波信號(hào)通過(guò)這個(gè)LCj回路后,會(huì)發(fā)生什么變化呢?

借助圖7.3.5所示并聯(lián)LC回路阻抗的幅頻特性和相頻特性,將輸入視為電流信號(hào),輸出視為電壓信號(hào),我們來(lái)討論以下三種不同的情況。圖7.3.5LC回路中心角頻率ω(t)與輸入信號(hào)中心角頻率ωc相互變化關(guān)系（1）若LC回路中心角頻率恒定為ω0,輸入載波的角頻率ωc=ω0,則稱(chēng)回路處于諧振狀態(tài),輸出載波信號(hào)的頻率不變,相移為零。（2）若LC回路中心角頻率仍恒定為ω0,輸入是載頻ωc=ω0的等幅單頻調(diào)頻電流信號(hào),瞬時(shí)角頻偏為Δωm

cosΩt,則回路處于失諧狀態(tài),如圖7.3.5(a)所示。由于ω0附近的幅頻特性曲線較平坦，故阻抗的幅值變化ΔZ不大，最大變化量為ΔZm。若令輸入電流振幅恒定為I，則輸出電壓振幅就不是恒定的了，所產(chǎn)生的最大變化量為ΔUm=ΔZmI。然而，ω0附近的相頻特性曲線較陡峭，故產(chǎn)生的相移變化Δφ很大，最大變化量為±Δφm，即輸出電壓的相位與輸入電流的相位不同，有一個(gè)最大相移為±Δφm的相位差。

（3）與情況（2）相反,若輸入是角頻率恒定為ωc的載波信號(hào),LC回路的中心角頻率ω(t)發(fā)生變化,滿(mǎn)足ω(t)=ω0+Δωm

cosΩt,且ω0=ωc,如圖7.3.5(b)所示,顯然,回路也處于失諧狀態(tài)，不過(guò)是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產(chǎn)生的。這時(shí)輸出電壓的振幅變化與相位變化與情況（2）完全相似，從圖7.3.5可以很清楚地看到。情況（2）、（3）下的LC回路均稱(chēng)為失諧回路。

變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)屬于第（3）種情況。現(xiàn)在來(lái)分析這種情況下輸出信號(hào)的相移表達(dá)式Δφ(t)。參照相同情況下LCj回路中心角頻率表達(dá)式(7.3.1)和(7.3.3),在m較小時(shí),有

因?yàn)檩斎胼d波角頻率ωc=ω0，所以瞬時(shí)角頻率差為(7.3.7)

根據(jù)第1章1.1節(jié)對(duì)LC并聯(lián)諧振回路的分析,當(dāng)失諧不大時(shí),回路輸出電壓與輸入電流的相位差可近似表示為

當(dāng)變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的可變中心角頻率ω(t)對(duì)于輸入載波角頻率ωc失諧不大時(shí),二者之間的相位差,也就是載波信號(hào)通過(guò)相移網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移可用式(7.3.8)近似表示。由于所以當(dāng)|Δφ(t)|≤π/6時(shí),有近似式：（7.3.8）其中Δω(t)用式(7.3.7)代入,于是求得

Δφ(t)≈-nmQe

cosΩt=-Mp

cosΩt(7.3.9)式中，Qe是LCj回路有載品質(zhì)因數(shù)。由式(7.3.9)可見(jiàn),變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)崿F(xiàn)線性調(diào)相,但受回路相頻特性非線性的限制,必須滿(mǎn)足Mp≤π/6,調(diào)制范圍很窄,屬窄帶調(diào)相。為了增大調(diào)相指數(shù),可以采用多個(gè)相移網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)方式,各級(jí)之間用小電容耦合,對(duì)載頻呈現(xiàn)較大的電抗,使各級(jí)之間相互獨(dú)立。圖7.3.6是一個(gè)三級(jí)單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò),可產(chǎn)生的最大相偏為π/2。其中22kΩ可調(diào)電阻用于調(diào)節(jié)各回路的Qe值,使三個(gè)回路產(chǎn)生相同的相移。圖7.3.6三級(jí)單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)組成的間接調(diào)頻電路

圖中470kΩ電阻和3個(gè)并聯(lián)0.022μF電容組成積分電路。調(diào)制信號(hào)uΩ(t)經(jīng)過(guò)5μF電容耦合后輸入積分電路,0.022μF電容上的輸出積分電壓控制變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化,回路電感L對(duì)于低頻積分電壓可視為短路。

2.擴(kuò)展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法由變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的分析和式(7.3.9)可知,調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)Mp受到變?nèi)莨軈?shù)和回路相頻非線性特性的限制,而調(diào)相信號(hào)的最大頻偏Δfm又與Mp成正比,故Δfm也受到限制。因此,間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響,也受到限制。這與直接調(diào)頻電路最大相對(duì)線性頻偏受限制不一樣。為了擴(kuò)展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏,同樣可以采用倍頻和混頻的方法。下面用一個(gè)例題來(lái)具體說(shuō)明。【例7.2】

已知調(diào)制信號(hào)頻率范圍為40Hz～15kHz,載頻為90MHz,若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75kHz的調(diào)頻信號(hào),其中調(diào)相電路Mp=0.5＜π/6,如何實(shí)現(xiàn)?

解：(1)若單獨(dú)進(jìn)行調(diào)相,則Mp=0.5的調(diào)相電路對(duì)于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的,分別為

Δfmmin=M

pFmin=0.5×40=20Hz Δfmmax=M

pFmax=0.5×15×103=7.5kHz(2)現(xiàn)采用包括調(diào)相電路在內(nèi)的間接調(diào)頻電路,則產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)的最大相偏Mf就應(yīng)該是內(nèi)部調(diào)相電路實(shí)際最大相偏Mp′,有(7.3.10)設(shè)輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號(hào)為

u1=Um1cosΩt

經(jīng)增益為1的積分電路輸出后：

u2即為輸入調(diào)相電路的信號(hào),因此有（7.3.11）其余調(diào)制頻率分量雖然獲得的Mp′

小于0.5，

但根據(jù)式(7.3.11)，

它們獲得的最大頻偏都是20Hz。

可見(jiàn),由于各調(diào)制分量經(jīng)過(guò)積分電路后,振幅減小,且減小后的振幅與頻率成反比,故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路中所獲得的實(shí)際最大相偏M′p

不一樣，但最大線性頻偏與頻率無(wú)關(guān)。若各調(diào)制分量振幅相同，均為Um1，則只有最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的M′p

最大。因?yàn)橹挥蠪min分量才能獲得0.5這一實(shí)際最大相偏,故由式(7.3.10)可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏為

Δfm=Mp′Fmin=0.5×40=20Hz(3)因?yàn)殚g接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20Hz的調(diào)頻信號(hào),與要求75kHz相差甚遠(yuǎn),故可以在較低載頻fc1上進(jìn)行調(diào)頻,然后用倍頻方法同時(shí)增大載頻與最大頻偏。因?yàn)橐蟮南鄬?duì)頻偏為

故fc1=20×1200=24kHz。由于24kHz作為載頻太低,因此可采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法。一種方案如圖例7.3.7所示。圖7.3.7例7.2圖

首先用間接調(diào)頻電路在120kHz載頻上產(chǎn)生Δfm1=18.3Hz(Mp=0.46)的調(diào)頻信號(hào),然后經(jīng)過(guò)四級(jí)四倍頻電路,可得到載頻為30.72MHz,Δfm2=4.685kHz的調(diào)頻信號(hào),再和fL=36.345MHz的本振進(jìn)行混頻,得到載頻為5.625MHz,最大頻偏仍為4.685kHz的調(diào)頻信號(hào),最后經(jīng)過(guò)兩級(jí)四倍頻電路,就能得到載頻為90MHz,Δfm=75kHz的調(diào)頻信號(hào)了?！纠?.3】在圖7.3.6所示三級(jí)單回路變?nèi)莨荛g接調(diào)頻電路中,已知變?nèi)莨軈?shù)n=3,UB=0.6V,回路有載品質(zhì)因數(shù)Qe=20,調(diào)制信號(hào)uΩ(t)頻率范圍為300～4000Hz,若每級(jí)回路所產(chǎn)生的相移不超過(guò)π/6,試求調(diào)制信號(hào)最大振幅UΩm和此電路產(chǎn)生的最大線性頻偏Δfm。

解：

由圖可知,積分電路輸出信號(hào)(即變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓)為

根據(jù)例7.2中分析可知,只有最小調(diào)制頻率分量才能獲得最大的調(diào)相指數(shù)。在本題中,只有300Hz分量才能獲得π/6的最大相移,所以在此對(duì)300Hz單頻調(diào)制表達(dá)式uΩ(t)=UΩmcosΩmint進(jìn)行分析,有

其中積分電阻R=470kΩ,積分電容C是三個(gè)0.022μF電容并聯(lián),

Uim=UΩm/（RCΩmin）,Ωmin=2π×300rad／s。從圖上可以看到,變?nèi)莨苤绷髌珘篣Q=4V,故電容調(diào)制度為從而可求得單級(jí)回路調(diào)相指數(shù)為

因?yàn)楸仨殱M(mǎn)足Mp≤π/6≈0.52，故Uim≤0.04V，所以調(diào)制信號(hào)振幅為

UΩm

=RCΩminUim=470×103×3×0.022×10-6×2π×300Uim

=58.44Uim≤58.44×0.04=2.34V

三級(jí)回路產(chǎn)生的總最大頻偏為

Δfm=3M

pFmin=3×0.52×300=468Hz

從此題的結(jié)果可以看到,雖然采用了三級(jí)相移網(wǎng)絡(luò),但產(chǎn)生的最大頻偏仍然很小,僅為468Hz。這是間接調(diào)頻的缺點(diǎn)。7.4鑒

頻

電

路7.4.1鑒頻電路的主要性能指標(biāo)

1.鑒頻線性特性鑒頻電路的輸出低頻解調(diào)電壓與輸入調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻偏的關(guān)系稱(chēng)為鑒頻特性,理想的鑒頻特性應(yīng)是線性的。實(shí)際電路的非線性失真應(yīng)該盡量減小。2.鑒頻線性范圍由于輸入調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率是在載頻附近變化,因此鑒頻特性曲線位于載頻附近,其中線性部分大小稱(chēng)為鑒頻線性范圍。

3.鑒頻靈敏度在鑒頻線性范圍內(nèi),單位頻偏產(chǎn)生的解調(diào)信號(hào)電壓的大小稱(chēng)為鑒頻靈敏度Sd。7.4.2LC回路的頻幅和頻相轉(zhuǎn)換特性

1.LC并聯(lián)回路的頻相轉(zhuǎn)換特性在第7.3節(jié)中已經(jīng)討論了高頻信號(hào)通過(guò)LC并聯(lián)回路的三種不同情況,其中第二種情況說(shuō)明調(diào)頻信號(hào)通過(guò)參數(shù)恒定的LC回路后,其振幅和相位都發(fā)生了變化?，F(xiàn)在我們來(lái)詳細(xì)討論這種情況?？紤]到正交乘積鑒相的需要,為了獲得90°的固定相移,可以在LC并聯(lián)回路輸入端串聯(lián)一個(gè)小電容C1,整個(gè)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)可看作是一個(gè)分壓網(wǎng)絡(luò),如圖7.4.1(a)所示。圖7.4.190°頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)及其相頻特性根據(jù)圖7.4.1(a)可以寫(xiě)出網(wǎng)絡(luò)電壓傳輸函數(shù)其中，是LCR并聯(lián)回路的等效阻抗。參照第1.1節(jié)中的分析方法,在失諧不大時(shí),可求得

其中

于是可得到網(wǎng)絡(luò)的相移函數(shù)為若Δω(t)=0，即輸入信號(hào)角頻率為ω0，則Δφ(t)=π/2，此時(shí)網(wǎng)絡(luò)相當(dāng)于一個(gè)90°相移器。

若|Δφ1(t)|≤π/6,有(7.4.1)設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號(hào)的相位為

則在ωc=ω0的情況下,輸出信號(hào)的相位為(7.4.2)由式(7.4.2)可知,輸出信號(hào)與輸入信號(hào)相比,不僅產(chǎn)生了90°固定相移,而且產(chǎn)生了一個(gè)與調(diào)制信號(hào)uΩ(t)成正比的瞬時(shí)相移,所以稱(chēng)此網(wǎng)絡(luò)為90°頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。顯然，輸出是一個(gè)調(diào)頻—調(diào)相信號(hào)。由以上分析和圖7.4.1(b)所示網(wǎng)絡(luò)相頻特性可知,在ω=ω0附近,相頻特性曲線近似為直線,線性頻相轉(zhuǎn)換范圍為±π/6。另外,受網(wǎng)絡(luò)幅頻特性的影響,輸出信號(hào)的振幅也會(huì)發(fā)生一些變化，不再是等幅信號(hào)了。

2.LC并聯(lián)回路的頻幅轉(zhuǎn)換特性由圖7.3.5(a)可知,當(dāng)調(diào)頻信號(hào)中心角頻率ωc與LC并聯(lián)回路中心角頻率ω0相同時(shí),工作頻率所處的網(wǎng)絡(luò)幅頻特性曲線較平坦,對(duì)輸入調(diào)頻信號(hào)的振幅變化影響不大，而且是非單調(diào)性變化。為取得較好的線性轉(zhuǎn)換特性,可將ωc置于幅頻特性曲線下降段線性部分中點(diǎn),如圖7.4.2中的A點(diǎn),顯然,與A點(diǎn)對(duì)稱(chēng)的B點(diǎn)也可以。注意，A、B兩點(diǎn)處曲線的斜率不一樣。為了方便起見(jiàn)，圖7.4.2中回路阻抗幅頻特性的縱軸參量表示為電壓振幅U。圖7.4.2頻幅轉(zhuǎn)換原理圖設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號(hào)為

回路幅頻特性曲線在A點(diǎn)處的斜率即為頻幅轉(zhuǎn)換靈敏度Sm=dU/dω≈ΔU/Δω,ΔU和Δω分別是線性范圍內(nèi)的振幅變化量和角頻率變化量。由圖7.4.2可寫(xiě)出輸出信號(hào)振幅表達(dá)式

Um(t)=Um0+SmΔω(t)=Um0+SmkfuΩ(t)(7.4.4)(7.4.3)可見(jiàn)，輸出是一個(gè)調(diào)頻—調(diào)幅信號(hào)。由于此工作頻段對(duì)應(yīng)回路相頻特性曲線的非線性部分,故引起的相移變化與調(diào)制電壓不成正比，而且變化量很小。除了LC并聯(lián)回路之外,LC互感耦合回路也是一種常用的頻幅、頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。

3.LC頻幅、頻相轉(zhuǎn)換特性分析中應(yīng)注意的幾個(gè)問(wèn)題

LC頻幅、頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)是線性網(wǎng)絡(luò),對(duì)調(diào)頻信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)不會(huì)產(chǎn)生變化,但由于其中每個(gè)頻率分量的振幅受到不同程度的衰減,相位產(chǎn)生不同大小的偏移,所以輸出調(diào)頻信號(hào)的振幅不再是恒定的了,相位也發(fā)生了變化。換言之,調(diào)頻信號(hào)的頻譜既沒(méi)有產(chǎn)生線性搬移,更沒(méi)有發(fā)生非線性變換,而僅僅是其中各個(gè)頻率分量的振幅和相位發(fā)生了不同的變化而已。在實(shí)際調(diào)頻通信接收系統(tǒng)中,鑒頻電路輸入調(diào)頻信號(hào)的最大相對(duì)頻偏并不很大。例如廣播電視伴音系統(tǒng)為50kHz／6.5MHz≈0.77%,調(diào)頻廣播系統(tǒng)為75kHz／10.7MHz≈0.70%。其中6.5MHz、10.7MHz分別是相應(yīng)系統(tǒng)的中頻。圖7.4.3差分峰值鑒頻電路原理圖7.4.3斜率鑒頻電路

1.差分峰值鑒頻電路圖7.4.3是差分峰值鑒頻電路原理圖。這種電路便于集成,僅LC回路元件需外接,且調(diào)試方便。為了擴(kuò)大線性轉(zhuǎn)換范圍,提高鑒頻靈敏度,在圖中L1C1并聯(lián)回路上又添加了一個(gè)電容C2,一起組成了頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。檢波部分由差分峰值包絡(luò)檢波器組成。先來(lái)分析L1C1C2網(wǎng)絡(luò)的電抗特性,假定L1的損耗可以忽略。分別設(shè)X1和X2為L(zhǎng)1C1并聯(lián)回路和C2的電抗,即X1+X2是L1C1回路和C2串聯(lián)后的等效電抗,X1∥X2是L1C1回路和C2并聯(lián)后的等效電抗。圖7.4.4給出了上述電抗隨ω變化的曲線,其中(b)圖的X1+X2曲線可由(a)圖中兩組曲線相加而成。圖中L1C1回路的并聯(lián)諧振角頻率

,L1C1回路與C2串聯(lián)后的串聯(lián)諧振角頻率

,L1C1回路與C2并聯(lián)后的并聯(lián)諧振角頻率也是ω2。輸入調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)角頻率位于ω2與ω1之間。

考慮到V1、V2基極輸入電阻非常大,故輸入調(diào)頻信號(hào)us在負(fù)載上產(chǎn)生的電壓u1的振幅U1m主要由電抗曲線X1+X2決定。當(dāng)ω=ω2時(shí),L1C1C2處于串聯(lián)諧振,等效阻抗最小,故U1m最?。划?dāng)ω=ω1時(shí),L1C1C2處于并聯(lián)諧振,等效阻抗最大,故U1m最大。從V2基極朝左看時(shí)，由于源電阻Rs很小，近似短路，故C2上電壓u2的振幅U2m主要由電抗曲線X1∥X2決定。當(dāng)ω=ω2時(shí),L1C1C2處于并聯(lián)諧振,故U2m最大；當(dāng)ω=ω1時(shí),L1C1C2等效容抗很小,故U2m很小。U1m、U2m隨ω變化的曲線見(jiàn)圖7.4.5(a)。

調(diào)頻信號(hào)us經(jīng)L1C1C2網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換成兩個(gè)不同的調(diào)頻—調(diào)幅信號(hào)u1和u2。u1、u2分別從差分電路兩端輸入,先經(jīng)V1、V2射隨,然后經(jīng)V3、V4峰值包絡(luò)檢波,（V5、V6輸入電阻作為低通濾波器電阻），V5、V6差分放大,最后由V6集電極單端輸出解調(diào)信號(hào)uo。顯然,uo與調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻偏Δω(t)之間滿(mǎn)足關(guān)系式

uo(t)=SdΔω(t)

其中，Sd是差分峰值鑒頻電路鑒頻靈敏度。由圖7.4.5(a)曲線可畫(huà)出(U1m-U2m)（ω）曲線,如圖7.4.5(b)所示，這就是鑒頻特性曲線。可見(jiàn),在

ω=（ω1+ω2）/2附近，此鑒頻特性線性較好,且鑒頻靈敏度比單個(gè)LC并聯(lián)回路有所提高。圖7.4.4L1C1回路與C2串并聯(lián)后的電抗特性圖7.4.5鑒頻特性曲線

在實(shí)際電路中,通常固定C1和C2,調(diào)整L1,得到所需的ω1和ω2，并且使在載頻ωc處，uo（t）=0。7.6.3節(jié)介紹的5250電視伴音通道集成電路中采用了這種鑒頻電路。2.雙失諧回路鑒頻器圖7.4.6(a)所示雙失諧回路鑒頻器利用兩個(gè)失諧LC回路進(jìn)行頻幅轉(zhuǎn)換,然后分別進(jìn)行二極管包絡(luò)檢波,輸出是兩個(gè)檢波電壓的差值。

圖7.4.6雙失諧回路鑒頻器及其鑒頻特性

圖中變壓器初級(jí)LC回路調(diào)諧于ωc，次級(jí)兩個(gè)LC回路分別調(diào)諧于ω1和ω2,輸入調(diào)頻信號(hào)載頻ωc處于ω1與ω2的中點(diǎn),如圖7.4.6(b)所示,其中兩條虛線A1m(ω)、A2m(ω)分別是次級(jí)兩個(gè)LC回路的鑒頻特性曲線，實(shí)線Am(ω)=A1m(ω)-A2m(ω)是兩個(gè)回路合成的鑒頻特性曲線。這里已假定兩個(gè)檢波器參數(shù)相同。若檢波效率ηd=1，則有

uo(t)=u1(t)-u2(t)=SdΔω(t)

若ω1與ω2位置合適,兩回路鑒頻特性曲線中的彎曲部分互相補(bǔ)償,相減后的鑒頻特性不但線性好,而且線性鑒頻范圍增大。Sd是Am（ω）線性部分的斜率，即鑒頻靈敏度。這種電路的主要缺點(diǎn)是調(diào)試比較困難,因?yàn)樾枰{(diào)整三個(gè)LC回路的參數(shù)使之滿(mǎn)足要求。7.4.4相位鑒頻電路

利用頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成調(diào)頻—調(diào)相信號(hào),然后經(jīng)過(guò)鑒相器(相位檢波器)取出原調(diào)制信號(hào),這就是相位鑒頻電路的工作原理。在相位鑒頻電路中,目前越來(lái)越廣泛地采用集成化的雙差分正交移相式鑒頻器。雙差分正交移相式鑒頻電路由圖7.4.1(a)所示90°頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)和雙差分乘積鑒相器組成,其中乘積鑒相原理已在第7.2節(jié)中討論過(guò)。圖7.4.7給出了其電路原理圖。調(diào)頻信號(hào)經(jīng)V1射隨后,一路是大信號(hào)u1從V7單端輸入,另一路是小信號(hào)u4經(jīng)C1、L、C和R組成的90°頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)后得到調(diào)頻—調(diào)相信號(hào)u5,再經(jīng)V2射隨后得到u2,從V3、V6的基極輸入,V4、V5的基極是固定偏置。圖7.4.7雙差分正交移相式鑒頻器原理圖

設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號(hào)為

由式(7.4.2)可得到=

在u1、u2滿(mǎn)足線性輸入條件下,乘法器輸出為k為乘法器增益。其中低頻分量為當(dāng)|Δφ1|≤π/6時(shí),(7.4.5)f

假定低通濾波器增益為1,則uo就是輸出的解調(diào)信號(hào)。若u1是很大信號(hào),使乘法器工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài),則參照式(5.3.9),u3中將出現(xiàn)很多高次諧波分量,但低頻分量仍與sinΔφ1成線性關(guān)系。從以上分析可以看出,產(chǎn)生一個(gè)與調(diào)頻信號(hào)有90°固定相移的調(diào)頻—調(diào)相信號(hào)的目的是使乘法器輸出的低頻分量與正弦函數(shù)成線性關(guān)系,以便從中取出與瞬時(shí)角頻偏Δω(t)成正比的電壓分量。

雙差分正交移相式鑒頻電路的優(yōu)點(diǎn)是易于集成,外接元件少,調(diào)試簡(jiǎn)單,鑒頻線性特性好,目前在通用或?qū)Ｓ描b頻集成電路中應(yīng)用非常廣泛。通常固定C和C1,且C1

C,只需調(diào)諧L即可。第7.6節(jié)將要介紹的MC3361BFM解調(diào)電路和TA7680AP彩電圖像、伴音通道電路中都采用了這種電路。7.4.5限幅電路已調(diào)波信號(hào)在發(fā)送、傳輸和接收過(guò)程中,不可避免地要受到各種干擾。有些干擾會(huì)使已調(diào)波信號(hào)的振幅發(fā)生變化,產(chǎn)生寄生調(diào)幅。調(diào)幅信號(hào)上疊加的寄生調(diào)幅很難消除。由于調(diào)頻信號(hào)原本是等幅信號(hào),故可以先用限幅電路把疊加的寄生調(diào)幅消除,使其重新成為等幅信號(hào)，然后再進(jìn)行鑒頻。

調(diào)頻信號(hào)振幅上的寄生調(diào)幅對(duì)鑒頻有什么危害呢?若采用斜率鑒頻,需要把調(diào)頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成調(diào)頻—調(diào)幅信號(hào),顯然,寄生調(diào)幅會(huì)疊加在調(diào)頻—調(diào)幅信號(hào)的振幅上,因此在振幅檢波時(shí)會(huì)產(chǎn)生失真。若采用相位鑒頻,由式(7.4.5)可知,僅在調(diào)頻信號(hào)振幅U1、U2恒定的情況下,鑒頻后的信號(hào)uo才與原調(diào)制信號(hào)uΩ成線性關(guān)系,所以寄生調(diào)幅對(duì)U1、U2的影響也會(huì)使uo產(chǎn)生失真。

用于調(diào)頻信號(hào)的限幅電路通常由三極管放大器或差分放大器后接帶通濾波器組成。三極管放大器或差分放大器增益必須很大(通常采用多級(jí)放大),將疏密程度不同的正弦調(diào)頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成寬度不同的方波調(diào)頻信號(hào)；帶通濾波器調(diào)諧于載頻,帶寬與調(diào)頻信號(hào)帶寬相同,于是可從寬度不同的方波信號(hào)中重新恢復(fù)等幅的調(diào)頻信號(hào),消除了寄生調(diào)幅的影響。綜上所述,消除調(diào)頻信號(hào)的寄生調(diào)幅是必須的,也是很容易做到的。所以,限幅電路是鑒頻電路必不可少的輔助電路。7.4.6加重電路與靜噪電路分析表明，在鑒頻電路輸出端，噪聲功率譜密度與頻率平方成正比，即大部分噪聲功率分布在高頻段，而話(huà)音、音樂(lè)等信號(hào)能量大部分卻處于低頻段，兩者正好相反。為了改善信噪比，可以在鑒頻電路輸出端采用具有低通性質(zhì)的網(wǎng)絡(luò)濾除高頻段噪聲。但是這樣一來(lái)，信號(hào)的高頻部分也同時(shí)受到衰減，產(chǎn)生了失真，所以需要在發(fā)射機(jī)的調(diào)制電路之前采用具有高通性質(zhì)的網(wǎng)絡(luò)提升調(diào)制信號(hào)的高頻部分，從而使接收機(jī)鑒頻之后信號(hào)的高頻部分既不會(huì)產(chǎn)生失真，同時(shí)又達(dá)到抑制噪聲功率的目的。

圖7.4.8預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)和去加重網(wǎng)絡(luò)

這種方法稱(chēng)為預(yù)加重、去加重技術(shù)，即發(fā)射時(shí)預(yù)先“加重”調(diào)制信號(hào)的高頻分量，接收時(shí)去除解調(diào)信號(hào)中“加重”了的高頻分量。常用的RC預(yù)加重、去加重網(wǎng)絡(luò)分別如圖7.4.8（a）、(b)所示。

在鑒頻電路中還經(jīng)常采用靜噪電路。當(dāng)調(diào)頻接收機(jī)沒(méi)有信號(hào)輸入或信噪比很小時(shí)，由于鑒頻器對(duì)輸入信噪比有門(mén)限要求（即輸入信噪比低于門(mén)限時(shí)輸出噪聲很大），故此時(shí)鑒頻器輸出的噪聲很大，所以應(yīng)該將后面的音頻功放關(guān)閉。當(dāng)有信號(hào)輸入，且信噪比較大時(shí)，鑒頻器輸出噪聲明顯下降，此時(shí)再將音頻功放開(kāi)啟。實(shí)現(xiàn)以上功能的電路就是靜噪電路。通常采用在鑒頻器之前或之后用低通濾波器提取信號(hào)或噪聲的平均電平，并根據(jù)其電平大小來(lái)控制音頻功放的關(guān)閉和開(kāi)啟。

若根據(jù)信號(hào)平均電平的大小進(jìn)行控制，則稱(chēng)為信號(hào)型，通常從鑒頻器之前接入；若根據(jù)噪聲平均電平的大小進(jìn)行控制，則稱(chēng)為噪聲型，通常從鑒頻器之后接入。圖7.4.9是噪聲型靜噪電路組成與接入方式原理圖。7.6.2節(jié)介紹MC3361B集成電路時(shí)給出了一個(gè)噪聲型靜噪電路的實(shí)例。

圖7.4.9噪聲型靜噪電路組成與接入方式7.5自動(dòng)頻率控制電路7.5.1工作原理自動(dòng)頻率控制（ＡＦＣ）電路由頻率誤差信號(hào)控制電路、低通濾波器和可控頻率器件三部分組成,其方框圖如圖7.5.1所示。圖7.5.1自動(dòng)頻率控制電路的組成ＡＦＣ電路的控制參量是頻率。可控頻率器件通常是壓控振蕩器（ＶＣＯ）,其輸出振蕩角頻率可寫(xiě)成

ωy(t)=ωy0+kcuc(t)(7.5.1)其中，ωy0是控制信號(hào)uc(t)=0時(shí)的振蕩角頻率,稱(chēng)為ＶＣＯ的固有振蕩角頻率,ｋc是壓控靈敏度。

頻率誤差信號(hào)提取電路通常有兩種,一種是鑒頻器,另一種是混頻—鑒頻器。如果是鑒頻器時(shí),鑒頻器的中心角頻率ω0起參考角頻率ωr的作用。輸出誤差電壓為

ue=kb(ω0-ωy)=kb(ωr-ωy)(7.5.2)

若輸出信號(hào)角頻率ωy與鑒頻器中心角頻率ω0不相等時(shí),誤差電壓ue≠０,經(jīng)低通濾波器后送出控制電壓uc,調(diào)節(jié)ＶＣＯ的振蕩角頻率,使之穩(wěn)定在ω0上。kb是鑒頻靈敏度。如果是混頻—鑒頻器時(shí),本振信號(hào)(角頻率為ωL)先與輸出信號(hào)(角頻率為ωy)進(jìn)行混頻,輸出差頻ωd=ωy-ωL,然后再進(jìn)行鑒頻。參考角頻率ωr=ω0+ωL。鑒頻器輸出誤差電壓為

ue=kb(ω0-ωd)=kb［(ω0+ωL)-ωy］=kb(ωr-ωy)

(7.5.3)若差頻ωd與ω0不相等,則誤差電壓ue≠0,經(jīng)低通濾波器后送出控制電壓uc,調(diào)節(jié)ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy,使之與ωL的差值ωd穩(wěn)定在ω0上。若ωL是變化的,則ωy將跟隨ωL變化,保持其差頻ωd基本不變。這時(shí),ωL可以看成是輸入信號(hào)角頻率ωi,而輸出信號(hào)角頻率ωy跟隨ωi變化,所以這種AFC電路可以實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤。鑒頻器和壓控振蕩器均是非線性器件,但在一定條件下,可工作在近似線性狀態(tài),則ｋb與ｋc均可視為常數(shù)。7.5.2應(yīng)用

1.在調(diào)幅接收機(jī)中用于穩(wěn)定中頻頻率超外差式接收機(jī)是一種主要的現(xiàn)代接收系統(tǒng)。它是利用混頻器將不同載頻的高頻已調(diào)波信號(hào)先變成載頻為固定中頻的已調(diào)波信號(hào),再進(jìn)行中頻放大和解調(diào)。其整機(jī)增益和選擇性主要取決于中頻放大器的性能,所以，這就要求中頻頻率穩(wěn)定,為此常采用ＡＦＣ電路。圖7.5.2是調(diào)幅接收機(jī)中的ＡＦＣ電路方框圖。圖7.5.2調(diào)幅接收機(jī)中的AFC電路方框圖

在正常工作情況下,接收信號(hào)載頻為ωc,相應(yīng)的本機(jī)振蕩信號(hào)角頻率為ωL,混頻后輸出中頻角頻率為ωI=ωL-ωc。如果由于某種原因,本振角頻率發(fā)生偏移ΔωL而變成ωL+ΔωL,則混頻后的中頻將變成ωI+ΔωL。此中頻信號(hào)經(jīng)中放后送給鑒頻器,鑒頻器將產(chǎn)生相應(yīng)的誤差電壓ue,經(jīng)低通濾波后控制本振的角頻率ωL,使其向相反方向變化,從而使混頻后的中頻也向相反方向變化,經(jīng)過(guò)不斷地循環(huán)反饋,系統(tǒng)達(dá)到新的穩(wěn)定狀態(tài),實(shí)際中頻與ωI的偏離值將遠(yuǎn)小于ΔωL,從而實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定中頻的目的。

２.在調(diào)頻接收機(jī)中用于改善解調(diào)質(zhì)量鑒頻器對(duì)輸入信噪比有一個(gè)門(mén)限要求。當(dāng)輸入信噪比高于解調(diào)門(mén)限,則解調(diào)后的輸出信噪比較大；當(dāng)輸入信噪比低于解調(diào)門(mén)限,則解調(diào)后的輸出信噪比急劇下降。所以,為了保證解調(diào)質(zhì)量,必須使其輸入信噪比高于門(mén)限值。由于鑒頻器前級(jí)一般是中頻放大器,因此與中放的輸出信噪比直接有關(guān)。提高中放的信噪比可以通過(guò)降低其輸出噪聲來(lái)實(shí)現(xiàn),而降低噪聲又可采用壓縮中放帶寬的方法。采用ＡＦＣ電路來(lái)壓縮調(diào)頻接收機(jī)的中放帶寬,從而改善解調(diào)質(zhì)量,這樣的系統(tǒng)稱(chēng)為調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)器,如圖7.5.3所示。

圖7.5.3調(diào)頻負(fù)反饋電路方框圖設(shè)接收調(diào)頻信號(hào)的載頻為ωc,角頻偏為Δωc,壓控振蕩器組成的本振中心角頻率為ωL,角頻偏為ΔωL,中頻信號(hào)中心角頻率為ωI,角頻偏為ΔωI。根據(jù)第1章式（1.4.8）和圖7.5.1可以寫(xiě)出AFC電路中角頻率誤差傳遞函數(shù)，若具有低通濾波性能的低頻放大器在通帶內(nèi)的傳遞函數(shù)Ｈ（s）＝k1,可以進(jìn)一步寫(xiě)出如下中頻角頻偏表達(dá)式:(7.5.4)(7.5.5)在圖7.5.3中，上式中的Ωe(s)和Ωr(s)分別對(duì)應(yīng)ΔωI和Δωc，kb是混頻—鑒頻器輸出誤差電壓與輸入頻率誤差的比值（見(jiàn)式（7.5.3））。圖7.5.3中中頻放大器的作用是放大電壓振幅，與頻率變化無(wú)關(guān)，故在此不用考慮。kc是壓控振蕩器的壓控靈敏度。若具有低通濾波性能的低頻放大器在通帶內(nèi)的傳遞函數(shù)Ｈ（ｓ）＝k1,可以進(jìn)一步寫(xiě)出如下中頻角頻偏表達(dá)式:

由上式可以看到,由于調(diào)頻負(fù)反饋的作用,中頻頻偏ΔωI被壓縮為輸入信號(hào)頻偏Δωc的1/（1+k