《不控整流器有源電感的設(shè)計》11000字（論文）

[16]。利用LC濾波器的低通濾波特性，改變了交直流成分的比例，濾除高頻分量，減小了電路的脈動系數(shù)，改善了直流電壓的質(zhì)量。濾波電路原理圖如圖2.6所示，濾波后電壓如圖2.7所示。若u2處于正半周，二極管VD1、VD4導(dǎo)通，變壓器次端電壓u2給電容器C充電，此時C相當(dāng)于并聯(lián)在u2上，所以輸出波形同u2一樣，是正弦波。而當(dāng)u2到ωt=π/2時，u2開始下降。先假設(shè)二極管關(guān)斷，電容C就要以指數(shù)規(guī)律向負(fù)載R放電。指數(shù)放電起始點的放電速率很大。在剛過ωt=π/2時，正弦曲線下降的速率很慢。所以剛過ωt=π/2時二極管仍然導(dǎo)通。在超過ωt=π/2后的某個點，正弦曲線下降的速率越來越快，當(dāng)剛超過指數(shù)曲線起始放電速率時，二極管關(guān)斷。所以C兩端電壓一部分按正弦規(guī)律變化，一部分按指數(shù)曲線下降，放電時間常數(shù)為RCREF_Ref38477973\r\h圖2.6濾波電路原理圖圖2.7濾波輸出電壓單相不控整流在加入LC濾波器后，其負(fù)載輸出平均電壓Vd變大，交流成分減少，并且RC的值越大，電容C的放電速率越慢，導(dǎo)致負(fù)載中的紋波成分減少，負(fù)載的平均電壓越大。為了在輸出端得到盡可能平滑的負(fù)載電壓，一般取RC≥式中T為交流側(cè)電源電壓的周期。綜合考慮，濾波電容C的取值為3300μFLC濾波器的截止頻率的表達(dá)式:f由上面公式計算可得L=2.5mH3.3有源電感主電路器件選型與參數(shù)計算有源電感的主電路類似于全橋逆變器，通過由采用滯環(huán)控制的電流內(nèi)環(huán)和采用PI控制器的直流母線電壓外環(huán)組成的控制器來控制該逆變器，使其等效輸出阻抗為感性，直流側(cè)電容的主要作用是穩(wěn)定電壓,理論上電容值越小,則直流側(cè)電容電壓波動越大,而電容值越大則越有利于直流側(cè)的電壓維持穩(wěn)定,但電容值越大，其制造成本越高,有源電感的體積也越大,不利于工程應(yīng)用,因而合理的選擇直流側(cè)電容值顯得尤為重要。在文獻(xiàn)中[21]介紹了直流側(cè)電容器電容值的設(shè)計方法。設(shè)直流側(cè)電容電壓的理論參考值為Udc,則電容器的儲存能量為：Wdc定義直流側(cè)電容電壓的最大允許偏離值為?Uλ=允許的直流側(cè)電容電壓最大值和最小值分別為UU由式(5-6)可以得到電容器允許最大的能量脈動為:?W在上式中，?Wdcmax和λ要根據(jù)具體補償要求確定，Udc在上節(jié)中已確定為60VC=直流電容選取與系統(tǒng)功率容量,交流濾波電感,直流側(cè)電壓及輸入電源電壓的幅值都有關(guān)系,經(jīng)綜合考慮,本文選用1000μF的電容。在實際應(yīng)用中,為了使有源電感的補償電流能快速地跟隨指令電流的變化,因此必須要采用開關(guān)速度快的器件。同時,要根據(jù)濾波器的容量實際大小來選取器件的電壓和電流等級。除此之外,還要根據(jù)實際補償要求選擇器件的開關(guān)頻率。目前,有源電感主電路所采用的電力電子器件多為GTO、MOSFET和IGBT，下圖分析了三種器件的優(yōu)缺點器件優(yōu)點缺點IGBT開關(guān)速度較快，開關(guān)損耗小，具有耐脈沖電流沖擊的能力，通態(tài)電壓降較低，輸入阻抗高，為電壓驅(qū)動，驅(qū)動功率小。開關(guān)速度低于電力MOSFET，電壓、電流容量不及GTO電力MOSFET開關(guān)速度高快，輸入阻抗高，熱穩(wěn)定性好，所以驅(qū)動功率小，切驅(qū)動功率簡單，工作頻率高，不存在二次擊穿問題電流容量小，耐壓低，一般只適用于功率較小的電力電子裝置GTO電壓、電流容量大，適用于大功率場合，具有電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)，其流通能力很強(qiáng)電流關(guān)斷增益很小，關(guān)斷時門極負(fù)脈沖電流大，開關(guān)速度低，驅(qū)動功率大，驅(qū)動電路復(fù)雜，開關(guān)評率低。綜合考慮，本文所提出的有源電感選取IGBT作為其主電路器件,由于其工作頻率很高,所以對較高次諧波的補償效果也很好,但當(dāng)其工作在較高工作頻率情況下,其損耗將加大,有源電感的效率將隨之降低3.4本章小結(jié)本章分析單相不控整流電路直流側(cè)產(chǎn)生諧波的原因，為了消除諧波，提出了在負(fù)載與整流輸出端增加一個LC濾波器，給出了LC無源濾波器的參數(shù)選取，在此基礎(chǔ)上，設(shè)計了與無源電感具有相同阻抗特性的有源電感，并對其直流支撐電容CDC的容量進(jìn)行分析，對有源電感主電路幾種可能的電力電子器件比較，通過分析，給出了選擇。第四章有源電感的實驗研究有源電感仿真分析本文以二極管全橋整流器為例，如圖所示，在AB端口分別接入無源電感、二端口有源電感和不接入任何電感，通過PLECS分別對其仿真驗證。仿真參數(shù)如表1所示.仿真參數(shù)如下圖所示圖4.1接入二端口有源電感的的單相全橋整流器表一含二端口有源電感的單相不控整流器仿真參數(shù)仿真參數(shù)數(shù)值輸入電壓有效值VAC/V工頻f/Hz額定負(fù)載/Ω輸出電壓/V額定功率/KW電感L/μH電容C/μF開關(guān)頻率/KHZ22050352802.2500100050圖4.2為不接入任何電感時的仿真波形與負(fù)載電流頻譜（b）圖4.2（a）不接入任何電感的單相全橋整流器的波形(b)不介入任何電感的單相全橋整流器負(fù)載電流頻譜負(fù)載電流的基波分量有效值為5.64A，二次諧波分量有效值為3.76，四次諧波分量有效值為0.75，由此可得，單相不控整流器負(fù)載電流諧波含量高圖4.3為接入2.5mH無源電感的仿真波形與負(fù)載電流頻譜(b)圖4.3（a）接入無源電感的單相全橋整流器的波形(b)接入無源電感的單相全橋整流器負(fù)載電流頻譜從波形圖可以看出，與不接入電感相比，輸出波形明顯變得平滑，電流中的二次諧波，四次諧波含量顯著降低。圖4.4為接入有源電感時的仿真波形與負(fù)載電流頻譜（b）圖4.4（a）接入有源電感的單相全橋整流器的波形接入有源電感的單相全橋整流器負(fù)載電流頻譜從上面波形可以看到，其含有源電感的橋式不控整流器輸出波形相對不接入電感的整流器，其輸出波形更加平滑，并且其含有的偶數(shù)次諧波含量與未含無源電感的整流器相比顯著降低，與基波分量相比，幾乎可以忽略不計，與無源電感相比，其諧波含量，負(fù)載電壓，負(fù)載電流參數(shù)基本一致，可見，有源電感取代無源電感，可以提供相同的電能質(zhì)量。有源電感體積、重量和成本分析根據(jù)規(guī)范，使用了表II中所示的電容器。濾波電感通常是定制的，因此無法提供精確的體積、重量和成本。同時，濾波電感具有較低的能量密度和較高的單位焦耳成本。二極管橋式整流器中LC濾波器的體積、重量和成本主要由體積龐大的電感決定。因此，需要一個數(shù)學(xué)模型來估計電感的物理參數(shù)。假設(shè)體積、重量和成本與感應(yīng)儲能呈線性關(guān)系，則數(shù)學(xué)模型為：P=通過使用來自哈蒙德制造[12]的可用的電感器數(shù)據(jù)，電感的體積模型、重量模型和成本模型可以通過曲線擬合得到，如圖6所示。其判定系數(shù)大于0.95，表明該模型可以解釋95%的響應(yīng)數(shù)據(jù)的變異性在其均值附近。（a）電感儲能與體積之間的關(guān)系（b）電感儲能與重量之間的關(guān)系（c）電感儲能與成本之間的關(guān)系根據(jù)獲得的電感數(shù)學(xué)模型和Digikey提供的其他元件的可用數(shù)據(jù)，可以估算無源電感和有源電感的的體積、重量和成本，如圖7和表2所示?；谟性措姼械腖C濾波器的體積、重量和成本分別是基于無源電感的LC濾波器的72%、71%和80%總結(jié)與展望課題的主要研究內(nèi)容總結(jié)為了突破傳統(tǒng)無源電感在體積、重量的方面的限制，本文設(shè)計了一種雙端有源電感，其與無源電感具有相同的阻抗特性，并且保持了與無源電感相同的電壓和電流質(zhì)量，所設(shè)計的有源電感除了減小尺寸和重量外，該有源電感還能改善故障和干擾時的響應(yīng)。因此，有源電感的研究具有非常重要的現(xiàn)實意義。本文的主要工作如下：分析介紹了諧波產(chǎn)生的原因、危害以及解決辦法，并介紹了有源電感的研究現(xiàn)狀。分析了一種有源電感的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，首先對有源電感的主電路和控制策略進(jìn)行了詳細(xì)分析與介紹，并建立了小信號模型，為后續(xù)的有源電感設(shè)計提供了理論依據(jù)。根據(jù)設(shè)計任務(wù)書要求，設(shè)計出符合任務(wù)書規(guī)格的有源電感，對有源電感進(jìn)行了器件選型與參數(shù)定額計算，并在PLECS中對其仿真，并分析了其波形。對有源電感與無源電感在電能質(zhì)量，體積、重量和成本進(jìn)行對比。參考文獻(xiàn)[1]F.Zare,H.Soltani,D.Kumar,P.Davari,H.A.M.Delpino,andF.Blaabjerg,“Harmonicemissionsofthree-phasedioderectifiersindistributionnetworks,”IEEEAccess,vol.5,pp.2819–2833,Feb.2017.[2]H.Wang,M.Liserre,andF.Blaabjerg,“Towardreliablepowerelectron-ics:Challenges,designtools,andopportunities,”IEEEInd.Electron.Magazine,vol.7,no.2,pp.17–26,Jun.2013.[3]K.S.Rajashekara,V.Rajagopalan,A.Sevigny,andJ.Vithayathil,“Dclinkfilterdesignconsiderationsinthree-phasevoltagesourceinverter-fedinductionmotordrivesystem,”IEEETrans.Ind.Appl.,vol.23,no.4,pp.673–680,Jul.1987.[4]H.Hu,Z.He,andS.Gao,“Passivefilterdesignforchinahigh-speedrailwaywithconsideringharmonicresonanceandcharacteristicharmonics,”IEEETrans.PowerDel.,vol.30,no.1,pp.505–514,Feb.2015.[5]G.Szentirmai,“Two-portequivalencesforbandpassfilters,”IEEETrans.CircuitsandSystemsI:FundamentalTheoryandApplications,vol.47,no.9,pp.1431–1437,Sep.2000.[6]V.DzhankhotovandJ.Pyrhnen,“Passivelcfilterdesignconsiderationsformotorapplications,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.60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