通信電子線路 課件 第6章 角度調(diào)制與解調(diào)

第6章角度調(diào)制與解調(diào)6.1概述6.2調(diào)角信號的分析6.3調(diào)頻原理及電路6.4調(diào)頻波的解調(diào)及電路6.5調(diào)制方式的比較6.6集成調(diào)頻、解調(diào)電路介紹小結(jié)

6.1概

述

在調(diào)制中，角度調(diào)制是頻率調(diào)制和相位調(diào)制的合稱。

用調(diào)制信號控制載波的瞬時頻率，使之與調(diào)制信號的變化規(guī)律成線性關(guān)系，稱為頻率調(diào)制或調(diào)頻，用FM表示；用調(diào)制信號控制載波的瞬時相位，使之與調(diào)制信號的變化規(guī)律成線性關(guān)系，稱為相位調(diào)制或調(diào)相，用PM(PhaseModulation)表示。

事實上，無論是調(diào)頻波還是調(diào)相波，它們的振幅均不改變，而頻率的變化和相位的變化均表現(xiàn)為相角的變化，因此，把調(diào)頻和調(diào)相統(tǒng)稱為角度調(diào)制或調(diào)角。

圖6.1.1給出了調(diào)幅、調(diào)頻、調(diào)相三種信號的波形。

振幅調(diào)制波形的包絡(luò)線變化規(guī)律與調(diào)制信號完全相同，但頻率始終不變。

從調(diào)頻波可以看出已調(diào)信號的頻率受調(diào)制信號的控制，對應(yīng)調(diào)制信號為最大值時，調(diào)頻信號的頻率最高，波形最密，隨著調(diào)制信號的改變，調(diào)制信號的頻率也做相應(yīng)的變化，當調(diào)制信號為最小時，調(diào)制信號頻率最低，波形最疏，但振幅不變。

從相位調(diào)制波形可以看出已調(diào)信號的相位受調(diào)制信號的控制，在調(diào)制波平坦的地方(相位不變)，PM除了相位不同以外，和載波類似。

當調(diào)制波增大的時候正弦波發(fā)生聚攏，調(diào)制波減小的時候則擴展，但振幅始終不變。

圖6.1.1調(diào)幅、調(diào)頻、調(diào)相信號波形圖

和調(diào)幅制相比，調(diào)角制具有以下優(yōu)點：

(1)抗干擾能力強。

從上一章的討論可知，調(diào)幅信號的邊頻功率最大只能等于載波功率的一半(當調(diào)幅系數(shù)ma=1時)，而調(diào)角信號的邊頻功率遠較調(diào)幅信號強。

邊頻功率是運載有用信號的，因此調(diào)角制具有更強的抗干擾能力。

另外，對于信號傳輸過程中常見的寄生調(diào)幅，調(diào)角制可以通過限幅的方法加以克服而調(diào)幅制則不行。

(2)設(shè)備的功率利用率高。

因為調(diào)角信號為等幅信號，最大功率等于平均功率，所以不論調(diào)制度為多少，發(fā)射機末級功放管均可工作在最大功率狀態(tài)，晶體管得到充分利用。而調(diào)幅制則不然，調(diào)幅制的平均功率遠低于最大功率，因而功率管的利用率不高。

(3)調(diào)角信號傳輸?shù)谋Ｕ娑雀摺?/p>

因為調(diào)角信號的頻帶寬且抗干擾能力強，因而具有較高的保真度。

6.2調(diào)角信號的分析

6.2.1調(diào)頻信號設(shè)調(diào)制信號為單一的正弦波，f(t)=uΩ(t)=UΩmcosΩt，未調(diào)制時的載波信號為uc(t)=Ucmcosωct，調(diào)頻時載波高頻振蕩的瞬時頻率隨調(diào)制信號uΩ(t)呈線性變化，其比例系數(shù)為

Kf，則調(diào)頻信號的瞬時頻率為

式中：ωc

是未調(diào)制時載波的角頻率，即調(diào)頻波的中心頻率；kfuΩ(t)是瞬時頻率相對于ωc的偏移，叫做瞬時頻率偏移，簡稱頻率偏移或頻偏。

可以得到調(diào)制信息寄載在調(diào)頻波的頻偏中，Δωm

是相對于載頻的最大角頻偏。

調(diào)頻信號的瞬時頻率是在ωc

的基礎(chǔ)上增加了與uΩ(t)成正比關(guān)系的頻率偏移，則調(diào)頻波的相位為

圖6.2.1是頻率調(diào)制過程中調(diào)制信號、調(diào)頻信號相對應(yīng)的瞬時頻率和瞬時相位波形。由圖6.2.1(c)可看出，瞬時頻率變化范圍為(fc-Δfm)~(fc+Δfm)，最大變化值為2Δfm

。

圖6.2.1調(diào)頻波的波形

2.調(diào)制指數(shù)mf

mf稱為調(diào)頻波的調(diào)制指數(shù)，它是無量綱。

由式(6.2.3)可知，它是調(diào)頻波與未調(diào)載波的最大相位差Δφm

。

如圖6.2.1(e)所示，mf

與UΩm

成正比，與Ω(F)成反比。

圖6.2.2表示了Δfm

、mf與調(diào)制頻率F

的關(guān)系。

調(diào)頻波的波形如圖6.2.1(d)所示。

它是一個等幅波，當uΩ(t)最大時，ω(t)也最高，波形密集；uΩ(t)為負峰值時，頻率最低，波形最疏。

總之，調(diào)頻是將信息寄載在頻率上而不是幅度上，也可以說在調(diào)頻信號中信息是寄存于單位時間內(nèi)的波形數(shù)目中。

由于各種干擾作用主要表現(xiàn)在振幅上，而調(diào)頻系統(tǒng)中，可以通過限幅器來消除這種干擾，所以FM波的抗干擾能力較強。

圖6.2.2調(diào)頻波Δfm

、mf與F

的關(guān)系

6.2.2調(diào)相信號

圖6.2.3給出了調(diào)制信號分別為余弦波和方波時的調(diào)相信號的波形及其瞬時相移的變化示意圖。

圖6.2.3調(diào)相波及其瞬時相移的波形

6.2.3調(diào)頻與調(diào)相的關(guān)系

為了方便比較，將調(diào)頻信號和調(diào)相信號的一些特征列于表6.2.1中。

在表6.2.1中，還列出了調(diào)頻和調(diào)相在非單音調(diào)制時的一般數(shù)學(xué)表達式。

從前面的討論可以看出，當調(diào)制信號為單一頻率的余弦信號時，從數(shù)學(xué)表達式及波形上均不易區(qū)分是調(diào)頻信號還是調(diào)相信號，但它們在性質(zhì)上存在以下區(qū)別：

(1)無論是調(diào)頻波還是調(diào)相波，它們的瞬時頻率和瞬時相位都隨時間發(fā)生變化，但變化的規(guī)律不同。

調(diào)頻時，瞬時頻偏的變化與調(diào)制信號成線性關(guān)系，瞬時相偏的變化與調(diào)制信號的積分成線性關(guān)系，即

調(diào)相時，瞬時相偏的變化與調(diào)制信號成線性關(guān)系，瞬時頻偏的變化與調(diào)制信號的微分成線性關(guān)系，即

(2)調(diào)頻波和調(diào)相波的最大角頻偏(Δωm)和調(diào)制系數(shù)(mf或mp)均與調(diào)制幅度UΩm

成正比。

但它們與調(diào)制角頻率Ω

的關(guān)系則不同。

調(diào)頻波的最大角頻偏與調(diào)制角頻率Ω

無關(guān)，調(diào)制系數(shù)與調(diào)制角頻率Ω

成反比。

調(diào)相波的最大角頻偏與調(diào)制角頻率Ω

成正比，調(diào)制系數(shù)與調(diào)制角頻率Ω

無關(guān)，即

調(diào)頻：

調(diào)相：

調(diào)頻波、調(diào)相波的最大頻偏(Δωm)和調(diào)制系數(shù)(mf

或mp)與調(diào)制角頻率Ω

的關(guān)系不同，其根本原因就在于，對于調(diào)頻波而言，調(diào)制電壓先改變頻率，然后通過積分關(guān)系再改變相位，而對于調(diào)相波，調(diào)制電壓直接改變相位。

比較調(diào)頻波和調(diào)相波的數(shù)學(xué)表達式及其基本性質(zhì)，可以畫出實現(xiàn)調(diào)頻及調(diào)相的方框圖，如圖6.2.4所示。圖6.2.4調(diào)頻及調(diào)相方框圖

6.2.4調(diào)角信號的頻譜和頻帶寬帶

由于調(diào)頻波和調(diào)相波的形式類似，其頻譜也類似，下面就分析調(diào)頻波的頻譜。

為了獲得調(diào)頻波的頻譜，可將調(diào)頻信號的數(shù)學(xué)表達式展開，為了便于計算，令Ucm=1，則可得

式(6.2.25)還可利用貝塞爾函數(shù)進一步展開，并獲得若干頻率分量，將它們分別標在頻率軸上，即可獲得調(diào)頻信號的頻譜，如圖6.2.5所示。

圖6.2.5mf

為不同值時調(diào)頻波的頻譜

由單一頻率的余弦信號調(diào)制的調(diào)頻信號的頻譜具有以下特點：

(1)調(diào)頻波是由載波ωc

和無數(shù)邊頻ωc

±nΩ

組成，這些邊頻對稱地分布在載頻兩邊，載頻分量與各個邊頻分量的振幅由調(diào)制指數(shù)mf所確定。

相鄰的邊頻分量的頻率間隔為Ω(或F)。

(2)邊頻次數(shù)越高(n

愈大)，其振幅越小(中間可能有起伏)。

mf

越大，振幅大的邊頻分量越多。

(3)對于某些mf值，載頻或某些邊頻分量振幅為零，如

mf=2.4時，載頻分量振幅為零。

(4)調(diào)制后的所有頻率分量的功率之和等于未調(diào)制的載波功率，即調(diào)頻實際上是把載波功率重新分配給載波ωc

和無數(shù)邊頻ωc

±nΩ

上。

從理論上說，調(diào)頻波的邊頻分量有無數(shù)多個，其頻帶寬度應(yīng)為無窮大，但是對于任一給定的mf

值，高到一定次數(shù)的邊頻分量的振幅已經(jīng)小到可以忽略，以致濾除這些邊頻分量對調(diào)頻波形不會產(chǎn)生顯著影響。

因此，調(diào)頻信號的頻譜寬度實際上可以認為是有限的。

如果將小于載波振幅10%的邊頻分量略去不計，則頻譜的有效帶寬BW

可由下列近似公式求出：

例6.1

調(diào)頻廣播中F=15kHz，mf=5，求頻偏Δfm

和頻譜帶寬BW

。

解

調(diào)頻時，

例6.2設(shè)調(diào)制信號頻率為F=1kHz，mf=mp=Δφm=12rad的調(diào)頻信號和調(diào)相信號。

試求：

(1)它們的最大頻偏Δfm

和有效頻帶寬度BW；

(2)如果調(diào)制信號振幅不變，而調(diào)制信號頻率提高到F=2kHz，則這時兩種信號的最大頻偏Δfm

和有效頻帶寬度BW

為多少；

(3)如果調(diào)制信號頻率不變?nèi)詾?kHz，而調(diào)制信號的振幅降到原來的一半時，問這時兩種信號最大頻偏Δfm

和有效頻帶寬度BW

為多少。

這表明，當F

和調(diào)制指數(shù)m

相同時，調(diào)頻信號和調(diào)相信號的最大頻偏和有效頻帶寬度完全相同。

(2)當調(diào)制幅度不變，調(diào)制頻率變化時

這表明，當調(diào)制幅度不變，調(diào)制頻率成倍變化時，調(diào)頻信號最大頻偏不變，頻帶寬度增加有限；而調(diào)相信號最大頻偏和頻帶寬度都將成倍增加。

所以調(diào)相信號在頻帶利用率方面不及調(diào)頻優(yōu)越。

(3)調(diào)頻和調(diào)相信號的Δfm

和m與調(diào)制幅度成正比，故當調(diào)制頻率不變，調(diào)制幅度減半時，調(diào)頻信號和調(diào)相信號均有

所以

或者

這表明，這兩種信號對于調(diào)制幅度的變化規(guī)律是相同的。

6.2.5調(diào)角波的功率

調(diào)頻波和調(diào)相波的平均功率與調(diào)幅波一樣，也為載波功率和各邊頻功率之和。

由于調(diào)頻和調(diào)相的幅度不變，所以調(diào)角波在調(diào)制后總的功率不變，只是將原來載波功率中的一部分轉(zhuǎn)入邊頻。

因此，調(diào)制過程并不需要外界供給邊頻功率，只是高頻信號本身載頻功率與邊頻功率的重新分配而已。

由單音調(diào)制調(diào)頻波的頻譜特性結(jié)論得到：

上式表明調(diào)角波的平均功率等于調(diào)制前載波的功率，或等于調(diào)頻波信號頻譜中每個頻率的平均功率之和，即角度調(diào)制僅是對信號功率進行了重新分配，而總平均功率并不發(fā)生

變化。

6.3調(diào)頻原理及電路

6.3.1調(diào)頻信號的產(chǎn)生產(chǎn)生調(diào)頻信號的方法有很多，歸納起來主要有兩種：直接調(diào)頻和間接調(diào)頻。

直接調(diào)頻是用調(diào)制信號直接控制載波的瞬時頻率，以產(chǎn)生調(diào)頻信號。

間接調(diào)頻是先將調(diào)制信號進行積分，然后對載波進行調(diào)相，結(jié)果也可產(chǎn)生調(diào)頻信號。

1.直接調(diào)頻原理

直接調(diào)頻的基本原理是用調(diào)制信號直接去線性地改變載波振蕩的瞬時頻率。

知道振蕩器的頻率主要取決于振蕩回路的元件參數(shù)。

例如，在LC

正弦波振蕩器中其振蕩頻率主要取決于振蕩回路的電感量和電容量。

因此，可以在振蕩回路中并入可變電抗元件，作為回路的一部分，用調(diào)制信號去控制可變電抗元件的參數(shù)，即可產(chǎn)生振蕩頻率隨調(diào)制信號變化的調(diào)頻信號。

圖6.3.1說明了這一過程的原理。

圖6.3.1直接調(diào)頻原理圖

2.間接調(diào)頻原理

從前面的知識可知，用調(diào)制信號對載波進行調(diào)頻時，其瞬時相位也隨之變化，相偏與調(diào)制信號成積分關(guān)系：

因此，如果將調(diào)制信號先積分，然后對載波再進行調(diào)相，則所得到的調(diào)

相

信

號

就

是

用uΩ(t)作為調(diào)制信號的調(diào)頻信號。

根據(jù)這一原理，間接調(diào)頻的組成原理方框圖如圖6.3.2所示。

這種調(diào)頻方法可以采用頻率穩(wěn)定度非常高的振蕩器(如石英晶體振蕩器)作為載波振蕩器，再在它的后級進行調(diào)相，這樣就可以得到中心頻率穩(wěn)定度很高的調(diào)頻波。

圖6.3.2間接調(diào)頻原理框圖

6.3.2對調(diào)頻振蕩器的要求

通常，對調(diào)頻振蕩器有如下要求：

(1)調(diào)制特性的線性要好。

調(diào)制特性是指頻率偏移Δf與調(diào)制電壓uΩ(t)的變換關(guān)系，如圖6.3.3所示，曲線的線性范圍要寬而直，以保證Δf~uΩ(t)的線性關(guān)系。

圖中實線表示的是實際曲線，虛線代表理想情況。

圖6.3.3調(diào)制特性曲線

(2)調(diào)制靈敏度要高。

在調(diào)制特性線性范圍內(nèi)，單位調(diào)制電壓所產(chǎn)生的頻率偏移稱為調(diào)制靈敏度。

通常用調(diào)制特性零點附近的斜率表示，即調(diào)制靈敏度

顯然，Sf愈大，調(diào)制信號的控制作用越強，越易產(chǎn)生大頻偏的調(diào)頻信號。

(3)載波頻率fc

要穩(wěn)定。

調(diào)頻波的瞬時頻率是以fc

為中心變化的，若fc

不穩(wěn)定，不僅會使接收質(zhì)量變差，調(diào)制特性也會產(chǎn)生失真。

(4)振蕩器的振蕩電壓幅度要穩(wěn)定，寄生調(diào)幅要小。

6.3.3變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路

變?nèi)荻O管實際上是一個電壓控制可變電容元件。

當外加反向偏置電壓變化時，變?nèi)荻O管PN結(jié)的結(jié)電容會隨之變化。

其特性如圖6.3.4所示。圖6.3.4

變?nèi)荻O管的結(jié)電容Cj(t)與變?nèi)荻O管兩端所加的反向偏置電壓u(t)之間的關(guān)系可以用下式來表示：

式中：Uφ

為PN結(jié)的勢壘電位差(硅管約為0.7V，鍺管約為0.2~0.3V)；C0

為未加外電壓，即u(t)=0時的結(jié)電容；u(t)為變?nèi)荻O管二端所加的電壓；γ為變?nèi)荻O管結(jié)電容變化指數(shù)，它與PN結(jié)的摻雜情況有關(guān)。

變?nèi)荻O管的外形與普通二極管沒有什么區(qū)別。

它在電路中的符號如圖6.3.5所示。

為了保證變?nèi)荻O管在調(diào)制信號電壓變化范圍內(nèi)保持反向偏置，必須給電路外加反向固定偏壓

E，此電壓作為變?nèi)荻O管的靜態(tài)工作電壓，在此基礎(chǔ)上加入調(diào)制信號電壓uΩ(t)。

因此，u(t)由反向固定偏壓E

和調(diào)制電壓uΩ(t)兩部分組成。

假定調(diào)制信號為單音余弦信號，uΩ(t)=UΩmcosΩt，則加于變?nèi)莨軆啥说碾妷簎(t)為

圖6.3.5變?nèi)荻O管的符號及偏置

圖6.3.6變?nèi)莨芙M成的諧振回路

由式(6.3.7)可見，調(diào)頻振蕩器的振蕩頻率是隨著調(diào)制信號的γ/2次方變化。

如果適當?shù)剡x擇γ值，就可改善調(diào)制線性。

下面來進行定性分析。

(1)若取γ=2，則由式(6.3.7)可得ω=ωc(1+mcosΩt)，即調(diào)頻振蕩器的瞬時頻率與調(diào)制電壓成正比，實現(xiàn)了頻率調(diào)制的功能。

(2)若取γ≠2，雖然變?nèi)莨艿淖內(nèi)萏匦訡j~u是非線性的，而ω~Cj也是非線性的，適當選擇E

的大小，可使這兩個非線性互相補償，從而使ω~uΩ(t)達到較好的線性關(guān)系，于是便完成了調(diào)頻功能。

在此條件下，式(6.3.7)可以用泰勒級數(shù)展開，在展開項包含了Ω

的基波分量，即體現(xiàn)了ω與uΩ(t)的線性關(guān)系。

圖6.3.7(a)是某通信電臺的變?nèi)莨苷{(diào)頻器電路。

圖中：R1、R2

是振蕩管的偏置電阻，L3、C8

和C9

組成電源濾波電路；L5

為高頻扼流圈，防止高頻信號流過音頻放大器；電容C1、C6、C7、C9

的數(shù)值均為1000pF，起高頻濾波作用；振蕩回路由C2、C3、C5電容及可調(diào)電感及變?nèi)荻O管組成。其簡化電路如圖6.3.7(b)所示，它構(gòu)成電容三端式振蕩電路。

圖6.3.7變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路實例

廣義地講，調(diào)頻振蕩器都可稱為壓控振蕩器(VCO)，因為這類振蕩器的振蕩頻率都是受外加電壓的控制。

但在實際中，壓控振蕩器通常是指受慢(對于高頻信號而言)變化電壓控制的受控振蕩器，即改變變?nèi)莨艿撵o態(tài)工作點，使其中心頻率隨調(diào)制信號變化的受控振蕩器。

壓控振蕩器是自動頻率微調(diào)系統(tǒng)(AFC)和自動相位控制系統(tǒng)(PLL)環(huán)路中的一個重要部件。

本書將在后面的章節(jié)中專門討論VCO的應(yīng)用。

變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的優(yōu)點是電路簡單，容易獲得較大的頻偏，因此在頻偏不大的場合，線性可以很好，非線性失真可以很小。

這種電路的缺點是變?nèi)荻O管的一致性較差，提高了生產(chǎn)工藝的復(fù)雜度。

另外，變?nèi)莨艿慕Y(jié)電容易受環(huán)境溫度、電源電壓的變化影響，使結(jié)電容產(chǎn)生漂移，從而造成調(diào)頻波的中心頻率不穩(wěn)。

因此在頻率穩(wěn)定度要求較高的場合，就不能用簡單變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。

為了提高調(diào)頻器振蕩電路頻率的穩(wěn)定度，可以采用間接調(diào)頻，或者采用“自動頻率微調(diào)”的方法加以改善。

6.3.4變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路

直接調(diào)頻電路的優(yōu)點是容易獲得較大的頻偏，缺點是中心頻率穩(wěn)定度低，即使是直接對石英晶體振蕩器進行調(diào)頻，中心頻率的穩(wěn)定度也會受到調(diào)制電路的影響。

為了避免調(diào)制電路對振蕩電路的影響，在調(diào)頻時，可想辦法把調(diào)制與振蕩兩個功能分開，再采用穩(wěn)定度很高的振蕩器來產(chǎn)生頻率穩(wěn)定度很高的載波。

其方法是：采用高穩(wěn)定度的晶體振蕩器作為主振，然后再對這個穩(wěn)定的載頻信號用積分后的調(diào)制信號對其進行調(diào)相，則可從調(diào)相器輸出中心頻率穩(wěn)定度很高的調(diào)頻波。

實現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵電路是調(diào)相器。

調(diào)相器的種類很多，通常有三類：一類是用調(diào)制信號控制諧振回路或移相網(wǎng)絡(luò)電抗的調(diào)相電路(如變?nèi)荻O管調(diào)相器)；第二類是矢量合成的移相電路；第三類是脈沖調(diào)相電路。

移相法調(diào)相的原理方框圖如圖6.3.8所示，未調(diào)制載波由晶體振蕩器產(chǎn)生后，通過一個相移受調(diào)制信號uΩ(t)控制的相移網(wǎng)絡(luò)，即可實現(xiàn)調(diào)相。

圖6.3.8移相法調(diào)相方框圖

圖6.3.8中，要求相移網(wǎng)絡(luò)的相移在一定范圍內(nèi)正比于調(diào)制信號電壓，即

常用的移相網(wǎng)絡(luò)有多種形式，如RC

移相網(wǎng)絡(luò)、LC

調(diào)諧回路移相網(wǎng)絡(luò)等。

這里僅介紹LC

調(diào)諧回路移相網(wǎng)絡(luò)組成及實現(xiàn)調(diào)相的原理。

圖6.3.9(a)是用變?nèi)荻O管對LC

調(diào)諧回路作可變移相的一種調(diào)相電路，圖6.3.9(b)是其交流等效電路。

圖6.3.9變?nèi)莨芤葡嗟膯位芈芬葡嚯娐?/p>

6.3.5調(diào)頻信號產(chǎn)生方案舉例

圖6.3.10為某調(diào)頻廣播發(fā)射機的方框圖，發(fā)射機的中心頻率fc=88~108MHz，最大頻偏Δfm=75kHz。圖6.3.10調(diào)頻廣播發(fā)射機的方框圖

6.4調(diào)頻波的解調(diào)及電路

調(diào)頻波是一等幅高頻振蕩信號，調(diào)制信號的變化規(guī)律反映在高頻振蕩信號的瞬時頻率變化上，而不像普通調(diào)幅波那樣調(diào)制信號變化的規(guī)律反映在高頻振蕩信號的振幅(包絡(luò))變化上。

因此，不能直接用包絡(luò)檢波器解調(diào)出原來的調(diào)制信號，必須用本節(jié)所介紹的鑒頻器來完成調(diào)頻波的解調(diào)任務(wù)。

調(diào)頻接收機的解調(diào)是從調(diào)頻波中恢復(fù)出原調(diào)制信號的過程，這個過程稱為鑒頻(又稱為頻率檢波)，完成調(diào)頻信號解調(diào)的電路稱為鑒頻器。

6.4.1鑒頻方法及實現(xiàn)模型

鑒頻就是把調(diào)頻波瞬時頻率變化轉(zhuǎn)換成電壓的變化，完成頻率—電壓的變換。

鑒頻的方法常用的有兩種。

一種方法是振幅鑒頻：把輸入調(diào)頻波進行頻—幅變換，就是將輸入調(diào)頻波的瞬時頻率變化不失真地變換為調(diào)頻波的包絡(luò)變化(即為調(diào)幅—調(diào)頻波)，再采用一個線性的包絡(luò)檢波器檢出調(diào)幅—調(diào)頻波的包絡(luò)變化(即反映調(diào)制信號變化規(guī)律)。

另一種方法是相位鑒頻：先將輸入的調(diào)頻信號進行頻—相變換，變換為頻率和相位都隨調(diào)制信號而變化的調(diào)相—調(diào)頻波，然后根據(jù)調(diào)相—調(diào)頻波相位受調(diào)制的特征，通過相位檢波器還原出原調(diào)制信號。

如圖6.4.1所示是振幅鑒頻器的基本框圖。圖6.4.1振幅鑒頻器的基本框圖

鑒頻特性是指鑒頻器的輸出電壓uo

與輸入信號頻偏Δf

之間的關(guān)系，頻偏Δf

定義為輸入信號頻率與鑒頻器中心頻率之差，通常鑒頻器的中心頻率選擇為調(diào)頻波的中心頻率fc。

圖6.4.2為典型的鑒頻特性曲線，由于它的曲線像英文字母“S”，所以有時又稱為S曲線。

當輸入信號的頻率等于鑒頻器中心頻率時，Δf=0，對應(yīng)的輸出電壓uo=0；輸入信號的頻率大于鑒頻器中心頻率，即Δf>0時，uo>0；輸入信號的頻率小于鑒頻器中心頻率，即Δf<0時，uo<0。

和包絡(luò)檢波器一樣，希望這一關(guān)系是線性的，但實際上只能在一定的頻率范圍內(nèi)近似實現(xiàn)。

圖6.4.2鑒頻特性曲線

6.4.2振幅鑒頻器

1.單調(diào)諧回路斜率鑒頻器

圖6.4.3是一種最簡單的斜率鑒頻的原理電路，圖中

T

的右邊是包絡(luò)檢波器，它與調(diào)幅波的二極管包絡(luò)檢波器完全相同。

T的左邊部分則是調(diào)頻—調(diào)幅變換器。

實際上左邊的電路就是單調(diào)諧放大器，只不過諧振回路是工作在失諧狀態(tài)而已。

晶體三極管與諧振回路組成的頻一幅變換器，把調(diào)頻信號uFM(t)變?yōu)閡i(t)(AM—FM信號)，再經(jīng)二極管檢波器變?yōu)榈皖l信號uo(t)，回路諧振頻率f0

與調(diào)頻信號中心頻率fc

是不相等的，也就是說，使回路對fc

失諧，讓調(diào)頻信號處在諧振曲線的傾斜部位。

圖6.4.3單調(diào)諧回路鑒頻器原理電路

鑒頻器的關(guān)鍵部分就是頻—幅變換器。

把調(diào)頻波轉(zhuǎn)換成AM—FM波最簡單的電路就是利用失諧的LC

并聯(lián)回路。

任何非電阻性電路對于輸入不同頻率的正弦信號具有不同

的傳輸能力。

圖6.4.4(a)為單調(diào)諧回路的工作波形示意圖，圖6.4.4(b)為調(diào)幅—調(diào)頻波。

圖6.4.4單調(diào)諧回路斜率鑒頻器的幅頻特性曲線

2.雙失諧回路斜率鑒頻器

為了獲得較好的線性鑒頻特性以減小失真，并適用于解調(diào)較大頻偏的調(diào)頻信號，一般采用由兩個失諧回路構(gòu)成的斜率鑒頻器，其原理電路如圖6.4.5所示，它稱為雙失諧回路(斜率)鑒頻器。

圖6.4.5雙失諧回路斜率鑒頻器

雙失諧回路鑒頻器也由頻—幅變換器和振幅檢波器兩部分組成。

由圖6.4.5可見，它共有三個諧振回路，初級回路調(diào)諧于調(diào)頻信號的中心頻率fc，次級回路1調(diào)諧在f01

上，次級回路2調(diào)諧在f02

上，且f01、f02

均對調(diào)頻波的中心頻率fc

呈左右失諧，并滿足Δf=f01-fc=fc-f02

的關(guān)系，諧振回路1和諧振回路2的幅頻特性如圖6.4.6(a)所示。

若設(shè)輸入調(diào)頻信號為uFM(t)，變壓器初次級線圈的匝數(shù)比為1∶2，回路1、2幅頻特性分別用H1(f)和H2(f)表示，則信號在回路1、2兩端產(chǎn)生的電壓分別為u1

和u2，其幅度分別為H1(f)·Usm

和

H2(f)·Usm

。

若兩個包絡(luò)檢波器的檢波電壓傳輸系數(shù)均為kd，則雙失諧回路斜率鑒頻器的輸出解調(diào)電壓為

式(6.4.1)就是雙失諧回路斜率鑒頻器的鑒頻特性方程。

它表明，當輸入信號電壓幅度Usm

和檢波器電壓傳輸系數(shù)kd一定時，輸出電壓uo

隨f的變化特性就是將兩個失諧回

路的幅頻特性相減后的曲線合成，如圖6.4.6(b)所示。

顯然，雙失諧回路的鑒頻特性曲線的直線性和線性范圍這兩個方面都比單失諧回路鑒頻器有顯著的改善。

這是因為，當一邊鑒頻輸出波形有失真，例如正半周大、負半周小時，對稱的另一邊鑒頻輸出波形也必定有失真，但卻是正半周小、負半周大，因而相互抵消。

合成曲線鑒頻特性的形狀除了與兩回路的幅頻特性曲線形狀有關(guān)外，還取決于f01、f02(Δf)的選擇。

若f01、f02

配置得好，則可使兩回路幅頻特性曲線中的彎曲部分得到有效補償，增大了鑒頻特性曲線的線性范圍。

圖6.4.6雙失諧回路斜率鑒頻器的幅頻特性與鑒頻特性

6.4.3相位鑒頻器

圖6.4.7是相位鑒頻器的組成框圖。

在疊加型中又分為電感耦合相位鑒頻器、電容耦合相位鑒頻器和比例鑒頻器。

在這里主要介紹疊加型中的兩種電路：電感耦合相位鑒頻器和比例鑒頻器。

圖6.4.7相位鑒頻器的組成框圖

1.電感耦合相位鑒頻器

疊加型相位鑒頻器的電路形式有很多。

圖6.4.8所示的耦合回路相位鑒頻器是常用的疊加型相位鑒頻器，它的相位檢波器是由兩個包絡(luò)檢波器組成的疊加型相位檢波器，線性移相網(wǎng)絡(luò)采用耦合回路。

為了擴大線性鑒頻范圍，這種相位鑒頻器通常都接成平衡差動輸出。

圖6.4.8耦合回路相位鑒頻器框圖

圖6.4.9電感耦合回路相位鑒頻器原理電路

二極管VD1、VD2

上的電壓關(guān)系為

圖6.4.10互感耦合回路

圖6.4.11疊加型相位鑒頻器矢量圖

圖6.4.12疊加型相位鑒頻器的鑒頻特性曲線

調(diào)整互感耦合回路的耦合系數(shù)和回路的有載品質(zhì)因數(shù)，可以改變鑒頻特性曲線的形狀，獲得較寬的線性范圍和較高的靈敏度，以滿足調(diào)頻波的2Δfm

頻偏范圍的要求。

另外，上述分析是假定初級回路準確調(diào)諧在中心頻率fc

上的。

若初級回路失諧，則鑒頻特性的線性范圍將會變窄，易產(chǎn)生失真。

疊加型相位鑒頻器與斜率鑒頻器比較，它的優(yōu)點是線性較好、靈敏度較高、調(diào)整方便，缺點是工作頻帶較窄。

2.比例鑒頻器

1)比例鑒頻器的基本電路

如圖6.4.13所示是比例鑒頻器的基本電路。

從圖中可以看出，比例鑒頻器也是由兩部分組成的。

一部分為頻—相變換網(wǎng)絡(luò)，它與耦合回路相位鑒頻器相同。

另一部分為相位檢波器，它與耦合回路相位鑒頻器的相位檢波部分不同，其主要差別如下：

(1)將電容C3

和C4

串聯(lián)的中點D

與電阻R1

和R2串聯(lián)的中點0分開，鑒頻器輸出電壓uo

是從這兩個中點之間取出的。

(2)在A、B

兩端增接了一個大電容量的電容C5，其容量約為10μF，它和電阻R1+R2

構(gòu)成的放電時間常數(shù)很大，約為0.1~0.2s，這樣在檢波過程中，該并聯(lián)電路對15Hz以上變化的寄生調(diào)幅呈惰性，使其兩端電壓來不及跟著寄生調(diào)幅的幅度變化，而保持在某一恒定不變的數(shù)據(jù)值E0

上。

(3)為了能構(gòu)成檢波器的直流通路，其中一個二極管必須反接，因而在電容C3

和C4上產(chǎn)生的檢波電壓u3

和u4

的極性相同。

這樣，A、B兩端就不像耦合回路相位鑒頻器那樣屬于差動輸出，而是這兩個電壓之和，即uAB=u3+u4=E0，且數(shù)值基本上保持不變。

圖6.4.13比例鑒頻器電路

2)比例鑒頻器的工作原理

盡管此電路與相位鑒頻器有以上三點不同，但加在每個檢波二極管上的電壓并沒有區(qū)別，仍然是

所以耦合回路將調(diào)頻波的變換過程也是調(diào)頻—調(diào)相—調(diào)幅，其原理與相位鑒頻器是一樣的。

下面討論比例鑒頻器的輸出電壓uo。

由圖6.4.13可以看出，當R1=R2

時有

或

將上述兩式相加，就可得到：

把上式與相位鑒頻器的輸出電壓公式(6.4.5)進行比較：

比較結(jié)果表明，比例鑒頻器與相位鑒頻器的鑒頻特性曲線形式一樣，但是在電路參數(shù)相同的情況下，比例鑒頻器的靈敏度較低，只有耦合回路相位鑒頻器的一半，鑒頻靈敏度sd

的符號正負相反。

3)比例鑒頻器抑制寄生調(diào)幅原理(自限幅原理)

由式(6.4.14)有

把分子分母同時乘以uAB=u3+u4=E0，可得

從上述分析可知，比例鑒頻器的自限幅作用實際上是利用了輸入電路的可變衰減的結(jié)果。

二極管檢波器構(gòu)成了一個自動控制衰減的系統(tǒng)，它總是力圖維持輸入信號的振幅穩(wěn)定。

6.4.4脈沖計數(shù)式鑒頻器

脈沖計數(shù)式鑒頻器的基本原理是將調(diào)頻波變換為重復(fù)頻率等于調(diào)頻波頻率的等幅等寬脈沖序列，再經(jīng)低通濾波器取出直流平均分量。

其原理方框圖和波形圖分別如圖6.4.14和圖6.4.15所示。圖6.4.14脈沖計數(shù)式鑒頻器原理方框圖

圖6.4.15脈沖計數(shù)式鑒頻器波形圖

6.5調(diào)制方式的比較

1.抗干擾能力通信的距離和可靠性，在相當大的程度上取決于抗干擾性能的好壞。

如果無干擾或干擾對信號完全無影響，那么即使發(fā)射機功率很小通信距離也很遠。

事實上，干擾總是存在的，所以抗干擾性能的好壞是一個很重要的質(zhì)量指標。

一般來說，調(diào)頻系統(tǒng)的抗干擾能力比調(diào)幅系統(tǒng)強。

但這是有條件的，當收到的信號干擾強度比小于某一臨界值時，調(diào)頻甚至比調(diào)幅系統(tǒng)還要差。

圖6.5.1表示在不同的輸入信號干擾強度比的情況下調(diào)頻接收機輸出信號干擾強度比的變化情況。從圖中可以看出，當Δω/Ωmax=1時(Ωmax

是最高調(diào)制角頻率)，輸入信號干擾強度比的臨界值約為4dB，在此臨界值以上調(diào)頻優(yōu)于調(diào)幅，而在此值以下則相反。

當頻移增到Δω/Ωmax=4時，則臨界值提高到16dB左右，在此以上調(diào)頻比調(diào)幅有更大的改善，而在此以下則相反。

可見，調(diào)頻的抗干擾能力必須在所收到的信號比干擾強一定倍數(shù)的情況下才表現(xiàn)出來。

而且頻移Δω

越大，則所需的臨界輸入信號干擾強度比值越大。

所以，大頻移的調(diào)頻(即寬帶調(diào)頻)只適合于弱干擾的情況，小頻移的調(diào)頻則比較適合中等強度干擾的情況。

圖6.5.1調(diào)頻接收機輸出信號干擾強度對比圖

2.占用頻帶的寬帶

調(diào)頻信號所占據(jù)的頻帶寬帶大于調(diào)幅信號，也即調(diào)幅制比較經(jīng)濟。

但發(fā)射機所能傳送的音頻頻帶越寬，聲音越逼真，即音質(zhì)越好，所以從這個角度看，調(diào)頻信號比調(diào)幅信號好。

3.發(fā)射機所需的功率和耗電量

由于調(diào)頻發(fā)射機發(fā)射的是等幅波，所以調(diào)頻波的功率不因調(diào)制而增大，而調(diào)幅波的功率隨著調(diào)制的深度而加大。

當m=1時，調(diào)幅波的平均功率可達到載波功率的1.5倍，最大工作點的峰值功率則達載波功率的4倍。

因此，調(diào)頻發(fā)射機的功率和耗電量要比相同載波功率的調(diào)幅發(fā)射機小。

4.強信號堵塞現(xiàn)象

在移動通信中，由于傳輸距離差別懸殊，接收到的信號強度也差別很大。

在強信號情況下，接收機的載頻放大級常工作于限幅狀態(tài)，使調(diào)幅波嚴重失真，甚至失去調(diào)幅的特點，造成接收機在強信號情況下反而接收不好甚至完全不能接收的情況，這種情況稱為強信號堵塞現(xiàn)象。

假如采用調(diào)頻系統(tǒng)，則由于調(diào)頻接收不受限幅的影響，這種情況可以在一定程度上得到改善。

6.6集成調(diào)頻、

解調(diào)電路介紹

6.6.1MC2833調(diào)頻電路圖6.6.1是MC2833內(nèi)部結(jié)構(gòu)，它包括一個話筒放大器、射頻電壓控制振蕩器、緩沖器和兩個輔助的晶體管放大器等幾個主要部分，使用時需要外接晶體、LC選頻網(wǎng)絡(luò)以及少量電阻、電容和電感。

圖6.6.1MC2833內(nèi)部結(jié)構(gòu)

MC2833的電源電壓范圍較寬，為2.8~9.0V。

當電源電壓為4.0V、載頻為166MHz時，最大頻