《高頻電路分析與實踐》課件第11章

第十一章反饋控制電路11.1概述11.2

AGC電路11.3

APC電路11.4

AFC電路11.5鎖相環(huán)路（PLL） 11.1概述

反饋控制是現實物理過程中的一個基本現象。在各種人造系統(tǒng)中，為準確調整系統(tǒng)或單元的某些狀態(tài)參數，常采用反饋控制的方法。采用反饋控制的方法穩(wěn)定放大器增益是反饋控制在電子線路領域最典型的應用之一。在高頻電路中，常常需要準確調整放大器的輸出電壓振幅、功率放大器的輸出功率、混頻器的本振頻率、振蕩信號的頻率或相位等等。采用反饋控制的方法來穩(wěn)定這些電路狀態(tài)參數就是所謂的自動增益控制(AGC)、自動功率控制(APC)、自動頻率控制(AFC)和鎖相環(huán)(PLL)。為穩(wěn)定系統(tǒng)狀態(tài)而采用的反饋控制系統(tǒng)應是一個負反饋系統(tǒng)或稱負反饋環(huán)路。它由圖11－1所示的三部分組成。圖中輸出就是需準確調整的狀態(tài)參數，而輸入是被跟蹤的基準。比較器比較出輸入與輸出之間的誤差；處理機構根據跟蹤精度、反應速度和系統(tǒng)穩(wěn)定性等要求對誤差信號進行放大和濾波等處理；執(zhí)行機構根據處理結果調整系統(tǒng)狀態(tài)。系統(tǒng)的功能就是使輸出狀態(tài)跟蹤輸入信號或它的平均值的變化。跟蹤過程如圖11－2所示?？刂七^程總是使調整后的誤差以與起始誤差相反的方向變化，結果誤差的絕對值越來越小，最終趨向于一個極限值。圖11－1反饋控制系統(tǒng)圖11－2跟蹤過程必須指出，上述跟蹤功能的實現是以反饋系統(tǒng)工作穩(wěn)定為條件的。保證系統(tǒng)穩(wěn)定的關鍵是在任何條件下誤差的形成必須是輸入減輸出。若比較器用輸出減輸入，則這種反饋被稱為正反饋。若系統(tǒng)在某種條件下出現正反饋，則輸出幅度會無限增加或振蕩，即系統(tǒng)不穩(wěn)定。本書介紹的各種振蕩器就是一種正反饋系統(tǒng)?？刂评碚撆c技術是一門很系統(tǒng)化的學科。本章將介紹反饋控制電路的分析與設計。除鎖相環(huán)外，其它各種控制電路都屬于控制技術的簡單應用，在第一篇中已有定性的了解，因此我們不準備對AGC、APC和AFC電路進行環(huán)路的定量分析。相比之下，PLL要復雜得多，對它的分析與設計能使我們比較全面地了解控制電路所依據的理論基礎及對電路的分析方法，因此本章重點討論PLL電路，其它幾種電路的分析設計即可觸類旁通。 11.2

AGC電路

11.2.1

AGC電路的功能

在通信或廣播電視接收機中，接收信號通常是通過長距離的電纜、光纖或自由空間（信道）的傳輸、衰減。接收機在解調出基帶信號之前，必須放大射頻信號到足夠的幅度。放大器的增益必須足夠大，以使射頻信號在經過很大的衰減之后仍能正?；謴?。問題是，射頻信號在到達接收機之前被衰減了多大取決于傳輸距離和信道條件，而信道條件又可能隨時變化，如移動通信或經電離層的通信中的情況。不同的傳輸距離和信道條件造成的傳輸衰減相差非常大，這些條件在設計、制造接收機時并不確定，這就使接收機高頻和中頻放大器增益的設計沒有根據。如果按最小輸入射頻信號設計增益，當實際輸入射頻信號幅度較大時，前置放大器的輸出信號幅度過大而超出后續(xù)電路的動態(tài)范圍而產生很大的失真甚至完全不能工作。反之，若按最大輸入射頻信號設計增益，則當實際輸入射頻信號幅度較小時，前置放大器的輸出信號幅度過小而達不到信噪比的要求。通常解決這個問題的方案是采用AGC電路。這種方案的要點是放大器的增益設計成可調的，用負反饋控制的方法動態(tài)地調整放大器的增益，使得輸入射頻信號在相當大的范圍內變化時，放大器輸出信號振幅的平均值能基本保持恒定。因此，AGC電路大大擴展了前置放大器的動態(tài)范圍。圖11－3說明了AGC電路的功能。圖11－3

AGC電路的功能

(a)發(fā)送信號；(b)接收信號（受到衰落）；(c)不加AGC時的解調輸出;

(d)放大器增益變化；(e)放大器輸出；(f)實際解調輸出

圖11－4

AGC環(huán)路的組成方案由于控制的目標是穩(wěn)定輸出信號的平均振幅，因此很多文獻將這種電路稱做自動電平控制（ALC）電路。因為輸出電平的穩(wěn)定是依靠放大器增益的調整實現的，我們依習慣稱之為自動增益控制電路。AGC環(huán)路的組成方案如圖11－4。

AGC電路作為一個反饋環(huán)路，其主要問題是：放大器輸出電平平均值(被穩(wěn)定量)的測量；增益機制調整。11.2.2放大器輸出電平測量

放大器輸出電平測量一般用檢波器實現。這里的問題是要保證檢波器的輸出電壓準確地反映放大器的輸出電平。因為按圖11－4的環(huán)路結構，被穩(wěn)定的量實際上是檢波器輸出，如果檢波器輸出不能正確反映放大器輸出電平，即使檢波器輸出達到預期值，放大器電平仍不能達到預期值。在輸入信號幅度較大時，檢波器的輸出能準確地反映放大器的輸出電平。圖11－5示出了一個AGC電路的主要部分。圖中VD1、C2、R2組成檢波器，R3、C3組成誤差處理電路。從圖中可看出，只有當其輸入交流信號幅度UO大于U1+UD（二極管導通門限）時，檢波器才有電壓輸出，其值為UO-(U1+UD)?？梢姍z波器輸出的是誤差電壓，比較基準為U1+UD。由于檢波器只能輸出正電壓，因此當UO-(U1+UD)（實際誤差）為負數時，檢波器輸出0電壓。這說明此時AGC電路不起作用，放大器按最大增益放大，UO與放大器輸入信號幅度UI成正比。只有當UO>(U1+UD)時，AGC電路才起作用。習慣上我們把具有這種誤差特性的AGC電路稱為延遲式AGC電路。這樣稱呼是為了區(qū)分于另一種更簡單的AGC電路。簡單電路中R1不接負偏壓，因此基準電壓為UD。由于實際二極管的門限比較模糊（檢波器在輸入信號幅度小于UD時也會有一定的電壓輸出），因此AGC電路的起控點也會比較模糊。圖11－6示出了這兩種AGC電路的控制特性?？梢姴捎醚舆t式AGC電路輸出電平較穩(wěn)定，起控點較高。圖中無AGC電路的放大器輸出電平在高輸入電平時也小于最大增益時的值，這并非增益控制的結果，而是受晶體管非線性或電源電壓限制，放大器出現非線性失真造成增益下降的結果。圖11－5延遲式AGC電路圖11－6

AGC電路的控制特性11.2.3

AGC電路增益調整元件

增益調整通?？扛淖冏鳛榉糯笤碾p極型晶體管的電流放大倍數、場效應晶體管的跨導，以改變放大器的增益?；蚋淖冏鳛樗p元件二極管等的交流電阻，以改變衰減電路的衰減量。而衰減器插入兩個放大單元電路之間，從而調整衰減量就調整了整個放大電路的增益。

1.三極管電流放大倍數的調整

根據在低頻電子線路所學的知識，三極管的小信號電流放大倍數HFE為其靜態(tài)工作電流Ic的函數。圖11－7是三極管的HFE-Ic曲線。從圖可看到，存在一個臨界電流I0，當Ic小于I0時，HFE是單調增的；當Ic大于I0時，HFE是單調降的。圖中同時畫出了普通三極管和專用于AGC的晶體管的HFE-Ic特性?？梢姡珹GC管HFE的變化比較大一些。這樣，我們就可用調整三極管直流偏置的方法來調整放大器的增益。在特定的電路中，Ic總是工作在I0的左邊或右邊以保持HFE隨Ic單調變化。在I0的左邊，當接收電平小時，要求Ic增大以使放大器增益增大；當接收電平大時，要求Ic減小以使放大器增益減小。圖11－7三極管的HFE-Ic曲線環(huán)路調整的結果是Ic與接收電平變化的方向相反，因此AGC管的這種工作狀態(tài)叫反向AGC。在I0右邊情況與前面相反，叫正向AGC。反向時，AGC管的工作電流小，但調整范圍??；正向工作時，AGC管的調整范圍大，工作電流也大，因此功耗也大。通常AGC管工作于正向狀態(tài)以得到較大的調整范圍，為解決功耗大的問題，在管子制造時特意將其I0設計得較小。

2.場效應管放大器的增益調整

場效應管由于其較低的噪聲系數而在高頻前置放大中得到了廣泛的應用。場效應管用于增益調整元件有兩種情況：一種是控制場效應管的柵—源電壓來控制管子的跨導；另一種是使用雙柵極的場效應管。

首先看第一種情況。眾所周知，場效應管是一種電壓控制電流的放大元件，其靜態(tài)控制關系為平方關系。如耗盡型N溝道FET的關系為（11.1）式中IDS為柵-漏電流，UGS為柵-漏極電壓，UTH為門限電壓，IDS0為UGS=0時的IDS值。對給定場效應管和環(huán)境溫度，UTH和IDS0都為一定值。而跨導為：（11.2）可見，場效應管的跨導與其柵-源電壓成線性關系。圖11-7示出了某種場效應管IDS-UGS與Gm-UGS的關系。由于場效應管放大器的增益與所使用的場效應管的跨導成正比，故放大器的增益與管子的柵-源電壓也成線性關系?？刂脐P系的線性是場效應管作增益調整元件的一個優(yōu)點。圖11－8場效應管IDS-UGS與Gm-UGS的關系場效應管作為增益調整元件的第二種情況是使用雙柵極場效應管。這種場效應管可以等效為兩個普通場效應管串聯而成，如圖11－9所示。一般，輸入信號電壓加到G1，G2加直流偏置電壓，D作為輸出端，S接地。當G2加較高的直流電壓時，MOS2的源極電壓即MOS1的漏極電壓也較高，因此兩個MOS管都工作于放大狀態(tài)。MOS2管以共柵極組態(tài)工作，具有很高的截止頻率；MOS1管以共源極組態(tài)工作，具有較高的放大能力。由于MOS2管的漏極電流等于MOS1管的漏極電流，因此雙柵MOS管的放大能力由MOS1管決定。由于其漏極輸出阻抗較高，負載阻抗為MOS2管的源極輸入阻抗，數值很低，這可顯著降低MOS1管的漏—源極之間輸出電容的影響，同時使MOS1管的漏極與柵極之間具有非常小的內部反饋。而這兩個因素是降低高頻放大能力的主要因素。因此在做普通放大器時這種MOS管具有較大的放大能力和很寬的工作帶寬。作AGC元件使用時，G2加較低的控制電壓使MOS1管淺飽和。由于飽和時，MOS1管的漏極電流同時受柵—源、漏—源電壓的控制，大體上漏極電流正比于柵—源、漏—源電壓的乘積。由于MOS1管的漏極電壓跟隨MOS2管的柵極電壓，MOS2管的漏極電流等于MOS1管的漏極電流，因此雙柵MOS管的漏極電流正比于G1、G2對地電壓的乘積。即它具有乘法器的功能，這正是AGC元件所需要的。圖11－9雙柵極場效應管

11.3

APC電路

自動功率控制（APC）電路用于發(fā)射機。它是為了解決同一無線通信系統(tǒng)內多臺發(fā)射機發(fā)射的射頻信號在接收機內發(fā)生強信號抑制弱信號的問題而設計出來的。在移動通信等多址通信場合，基地臺不同信道的接收機通常共用一付天線和高頻放大器，來接收不同信道的移動臺發(fā)射來的射頻信號。由于不同信道的移動臺的位置不同，其所發(fā)射來的射頻信號經歷的傳輸距離與信道條件也不同，造成不同信道的信號到達接收機后幅度相差很大。由于前置放大器晶體管的非線性，不同信道的射頻信號在放大器中相互作用的結果會造成強信號干擾甚至抑制弱信號的情況。這樣，當某移動臺離基地臺的距離比其它移動臺近得多時，它所發(fā)射的射頻信號到達基地臺后比其它移動臺發(fā)來的射頻信號要強得多而抑制其它移動臺的信號，即使其它移動臺是在有效的通信距離內。這樣就造成其它移動臺不能正常通信。解決這一問題的方案是采用功率控制。一種控制方案是由基地臺根據接收到的某移動臺發(fā)來的信號強度向該移動臺發(fā)送功率控制指令，移動臺根據該指令設定自己的發(fā)送功率。由于要求控制得比較準確，因此需要采用負反饋控制方案，如圖11－10所示。這里，發(fā)送功率是控制環(huán)路的穩(wěn)定目標，因此是負反饋控制環(huán)路的輸出。圖中，功率放大器的輸出功率與其直流偏置電流有關，調整該偏置電流即可調整功放的輸出功率。若不加負反饋而只用調整偏置電流的方法來控制功放的輸出功率（這種方法叫開環(huán)控制），則會由于功放輸出功率與偏置電流的關系不穩(wěn)定而造成輸出功率不穩(wěn)定。加入負反饋以后，環(huán)路輸出（功率測量電路的輸出，即圖中功率信號）將穩(wěn)定在基準信號電平。因此，若該基準穩(wěn)定，則功率信號穩(wěn)定，功放輸出功率穩(wěn)定。同時，調整基準電平也就調整了功放的輸出功率?；鶞市盘柾ǔＪ怯蒁/A轉換器產生，而D/A轉換器的輸入是中央處理單元發(fā)來的數字信號，因此該APC電路可由軟件靈活調整射頻功率放大器的輸出功率。圖11－10

APC環(huán)路的結構

11.4

AFC電路

自動頻率控制(AFC)電路用于接收機的本振電路頻率微調，因此也叫自動頻率微調電路。

11.4.1

AFC電路的工作原理

AFC電路的結構如圖11－11所示。圖中fR為接收信號頻率，fL為本振頻率，中頻為fI=fR-fL（或fL-fR）。壓控振蕩器（VCO）的振蕩頻率受其輸入控制電壓的控制。本系統(tǒng)的功能是調整本振頻率fL使混頻器輸出中頻fI穩(wěn)定在由基準信號決定的頻率上。圖11－11

AFC電路的結構從圖11－11可看出這是一個反饋系統(tǒng)，但不能看出是否是負反饋系統(tǒng)。顯然，要實現穩(wěn)定fI的目的，AFC系統(tǒng)必須是一個負反饋系統(tǒng)，負反饋可在混頻器、鑒頻器或誤差處理電路中任一部分實現，例如若原來為正反饋系統(tǒng)，則只需在誤差處理電路中將誤差反相即可。我們假定壓控振蕩器的振蕩頻率隨調諧電壓增加而增加，中頻為fI=fR-fL，鑒頻器特性如圖11－12所示，誤差處理電路為同相電路。這時圖11－12所示環(huán)路是一個負反饋環(huán)路，比較器隱含在鑒頻器中，基準就是鑒頻器的中心頻率fO，鑒頻器直接輸出反映頻率誤差fI-fO的電壓。若有任何原因使fI上升使之超過鑒頻器的中心頻率fO，則鑒頻器輸出電壓為正，經誤差處理電路放大濾波輸出正的調諧電壓，使本振頻率fL上升，從而造成fI下降。反之若有任何原因造成fI下降使之小于fO，則環(huán)路會自動調整fL使fI上升?？梢姯h(huán)路平衡fI在fO附近。上述AFC系統(tǒng)既不是穩(wěn)定本振頻率fL，也不是使fL跟蹤輸入信號頻率的變化。環(huán)路調整本振頻率fL的結果僅是使混頻器輸出中頻fI穩(wěn)定在鑒頻器的中心頻率fO附近。只有當fO是穩(wěn)定的時fI才是穩(wěn)定的。由于fO的變化很小，因此fL的調整量也很小，所以把它叫頻率微調電路。圖11－12鑒頻器特性我們說fI穩(wěn)定在鑒頻器的中心頻率fO附近是因為這兩個頻率之間總是存在誤差。因為誤差處理電路需要鑒頻器輸出的誤差電壓產生調諧電壓。有關誤差處理電路的內容將在下一節(jié)介紹。

在現代通信系統(tǒng)中，接收機往往采用相干解調方案。這時解調器用的相干載波要精確跟蹤接收信號頻率與相位的變化。這也需要微調本振頻率或相干載波頻率，在有關技術文件中也把有關的控制系統(tǒng)叫AFC。但這種微調不能用圖11－11的系統(tǒng)實現（因為這種系統(tǒng)有穩(wěn)態(tài)頻差），而必須用下一節(jié)介紹的鎖相環(huán)實現。11.4.2

AFC電路的應用

1.調頻負反饋

若在圖11－11的系統(tǒng)中，接收信號為調頻（FM）信號，鑒頻器特性如圖11－12所示，誤差處理電路為增益較大、帶寬較寬的放大器，如圖11－13所示（圖中略去了中放部分），則該系統(tǒng)可用于解調調頻信號。現在，輸入信號的瞬時頻率fR是受基帶信號調制而波動的，因此我們可想象本振頻率fL和中頻fI都是波動的，分別計為fR(t)=fR0+ΔfR(t)、fL(t)=fL0+ΔfL(t)和fI(t)=fI0+ΔfI(t)。這里，fR0、fL0和fI0分別表示各頻率的固定分量；ΔfR(t)、ΔfL(t)和ΔfI(t)分別表示各頻率的波動分量。根據前面的分析，環(huán)路穩(wěn)定后fI(t)接近鑒頻器的中心頻率fO，fI(t)與fO之間的誤差很小而fO不變，說明ΔfI(t)的絕對值也很小。這要求ΔfL(t)必須接近ΔfR(t)。由于ΔfL(t)是VCO受本地調諧電壓調制而產生的，因此VCO的調諧電壓應跟蹤發(fā)送端的調制信號即基帶信號。這種系統(tǒng)利用本地調頻信號與接收調頻信號進行頻率比較（通過混頻器和鑒頻器），通過負反饋系統(tǒng)使本地調頻信號頻率跟蹤接收調頻信號頻率，因此叫調頻負反饋系統(tǒng)。由于ΔfI(t)、ΔfL(t)按基帶信號的帶寬波動，因此誤差放大器的帶寬應達到基帶信號帶寬。圖11－13調頻負反饋系統(tǒng)解調調頻信號根據通信理論，FM體制的輸出信噪比與輸入信噪比之比（制度增益）與FM信號的調制指數mf成m3f的關系。這說明在接收機的輸入信噪比一定時，寬帶調頻可大大改善輸出信噪比。但這種改善的條件是，接收機的輸入信噪比必須大于某個門限值。而這個門限值隨調制指數mf增加而增加。門限效應是由于鑒頻器的非線性產生的，因此要降低門限就應降低鑒頻器輸入端FM信號調制指數。由前面的分析，鑒頻器輸入端的瞬時頻偏為ΔfI(t)，其絕對值很小，即該FM信號調制指數很小。因此用調頻負反饋系統(tǒng)解調調頻信號，其解調門限比普通限幅鑒頻低3～4dB。

2.電視接收機高頻調諧器的AFC電路

電視高頻調諧器（高頻頭）電路的特點是所接收的射頻信號頻率范圍寬。這樣就要求混頻器的本振頻率在很寬的范圍內是穩(wěn)定的。另一方面，高頻放大器的頻率特性應是窄帶的，使得在接收某個特定頻道的信號時能濾除其它頻道的信號。這樣必然要求高頻前置放大器頻率特性的中心頻率能隨著頻道的調整而動態(tài)地調整到頻道的中心頻率，而且要求它是穩(wěn)定的。這里有兩個參數需要穩(wěn)定。在電視機高頻調諧器中，常用同一個調諧電壓來控制濾波器的中心頻率和混頻器的本振頻率。實現這一功能的AFC電路如圖11－14所示，其結構與圖11－11相同。這是AFC電路的典型應用。根據前面對圖11－11的分析，環(huán)路穩(wěn)定時本振頻率由比較器的基準電壓決定，因此圖11－11中的基準電壓就是調諧器的調諧電壓。由于VCO的振蕩頻率和前置放大器的諧振頻率都是由它們內部變容二極管的偏置電壓（圖中的內部調諧電壓）決定，因此，若二者的變容二極管的控制特性相同，則在同一內部調諧電壓作用下，VCO振蕩頻率與前置放大器諧振頻率將同步變化。圖11－14電視高頻調諧器的AFC電路的結構

11.5鎖相環(huán)路（PLL）

11.5.1鎖相環(huán)路的工作原理

1.鎖相環(huán)路的構成和基本原理

基本鎖相環(huán)路由鑒相器（PhaseDetector，PD）、環(huán)路濾波器（LoopsFilter，LF）和壓控振蕩器（VoltageControlOscilator，VCO）三個部分組成，如圖11-15所示。圖11-15鎖相環(huán)路的結構由圖可見鎖相環(huán)路的結構與AFC電路相比，其差別僅在于鑒相器取代了鑒頻器。鑒相器是相位比較器，它能夠比較出兩個輸入信號之間的相位差，并將相位差變換成一個誤差

電壓uD(t)輸出。環(huán)路濾波器是一個低通濾波器，它濾除誤差信號中的調制信號成分或干擾，還有高頻振蕩成分，對決定環(huán)路的一系列性能參數起著非常重要的作用，是環(huán)路設計的主要對象。壓控振蕩器的振蕩頻率受環(huán)路濾波器輸出電壓uC(t)的控制，它是控制環(huán)路中的執(zhí)行機構。由于比較器的比較對象是兩個振蕩信號的相位，因此輸出信號的相位跟蹤輸入信號相位或相位的某種平均值的變化。眾所周知，當兩個正弦信號頻率相等時，這兩個信號之間的相位差必然保持恒定；當兩個正弦信號的頻率不相等時，它們之間的瞬時相位差將隨時間的變化而變化。換句話說，如果能保證兩個信號之間的相位差恒定，則這兩個信號的頻率必然相等。根據上述原理，圖11-15所示的鎖相環(huán)路中，若壓控振蕩器的角頻率ωo與輸入信號的角頻率ωi不相同，則輸入到鑒相器的電壓ui(t)和uo(t)之間勢必產生相應的相位變化，鑒相器將輸出一個與瞬時相位誤差成比例的誤差電壓uD(t)，經過環(huán)路濾波器取出其中緩慢變化的直流電壓uC(t)，控制壓控振蕩器的頻率，使得ui(t)與uo(t)之間的頻率差減小，直到壓控振蕩器輸出的信號頻率ωo等于輸入的信號頻率ωi，此時兩信號相位差將保持某一恒定值，鑒相器輸出一個恒定直流電壓（忽略高頻成分），環(huán)路濾波器的輸出也是一個恒定的直流電壓，VCO的頻率將停止變化，鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)。應該指出，只有在ωo與ωi相差不大的范圍內，才能使鎖相環(huán)路鎖定。

2.鎖相環(huán)路的捕捉和跟蹤

鎖相環(huán)路根據初始狀態(tài)的不同有兩種自動調節(jié)過程，分別稱為鎖相環(huán)路的捕捉過程和跟蹤過程。

當沒有輸入信號時，VCO以自由振蕩頻率ωo振蕩，如果環(huán)路有一個信號ui(t)輸入，開始時輸入頻率一般不等于VCO的自由振蕩頻率，即ωi≠ωo。如果兩者相差不大，在適當的范圍內，鑒相器輸出一個誤差電壓uD(t)，經環(huán)路濾波器濾波后輸出一個控制電壓uC(t)去控制VCO的頻率ωo，使ωo逐漸向輸入信號頻率ωi靠近，當達到ωi=ωo時環(huán)路進入鎖定，這種環(huán)路由失鎖進入鎖定的過程稱為捕捉過程。相應地，能夠由失鎖進入鎖定的最大輸入固有頻差稱為環(huán)路的捕捉帶。

環(huán)路鎖定以后，若輸入信號的相位和頻率發(fā)生變化，環(huán)路通過自身的調節(jié)來維持鎖定的過程稱為跟蹤過程。相應地，能夠保持跟蹤的最大輸入固有頻差范圍稱為同步帶（又稱跟蹤帶）。11.5.2集成鎖相環(huán)

1.數字鎖相環(huán)CC4046

數字鎖相環(huán)CC4046是一種應用十分廣泛的單片鎖相環(huán)電路（與它功能相同的芯片有J691），采用CMOS工藝制成，最高工作頻率為1MHz，其內部結構和引腳圖如圖11-16

所示。圖11-16CC4046的內部結構和引腳圖

CC4046的主要組成部分是壓控振蕩器和鑒相器，另外還有兩個放大器和一個齊納穩(wěn)壓管為輔助電路。其中放大器A1對輸入信號Ui進行放大和整形；鑒相器PC1僅由異或門構成，它要求兩個輸入信號必須各自是占空比為50%的方波；鑒相器PC2是由邊沿觸發(fā)器構成的數字相位比較器，僅在兩個相比較的輸入信號的上升沿起作用，與輸入信號占空比無關。PC1具有鑒頻\鑒相功能，相位鎖定時，引腳2輸出高電平。壓控振蕩器VCO是由一系列門電路和鏡像恒流源電路構成的RC振蕩器，輸出占空比為50%的方波，固有振蕩頻率fV由外接定時電阻R1、Ct及定時電容Ct決定。通常情況下R2=∞（開路），當電源電壓UDD一定時，fV與R1、Ct的關系曲線如圖11-17所示。R3、R4（通常R4的值大于R3的值）與C2組成一階低通濾波器（比例型），濾除相位比較器輸出的雜波。濾波器的截止頻率ω的高低對環(huán)路的入鎖時間、系統(tǒng)的穩(wěn)定性與頻率響應等都有一定的影響，且有圖11-17

fV與R1、Ct的關系曲線通常ω越低，環(huán)路入鎖的時間越快。環(huán)路帶寬越窄，環(huán)路總增益越低，消除相應抖動的能力越差。因此，要根據應用時的具體要求選取ω。濾波后產生的直流誤差電壓Ud控制對電容Ct的充電速率，即控制VCO的振蕩頻率fV。VCO的最高工作頻率與電源電壓UDD有關，當電源電壓UDD為+5V時，CC4046的最高工作頻率小于0.6MHz。當電源電壓UDD為+12V時，CC4046的最高工作頻率可達1MHz。A2為輸出緩沖器，只有當使能端INH=0，VCO和A2才有輸出，通常情況下引腳5接地。穩(wěn)壓管VDZ提供5V的穩(wěn)定電壓，可作為TTL電路的輔助電源。

2.高頻模擬鎖相環(huán)NE564

高頻模擬鎖相環(huán)NE564的最高工作頻率可達50MHz，采用+5V單電源供電，特別適用于高速數字通信中的FM調頻信號和FSK移頻鍵控信號的調制、解調，無需外接復雜的濾

波器。NE564采用雙極性工藝制成，其內部組成框圖如圖11-18所示。圖中，A1為限幅器，可以抑制FM信號的寄生調幅，鑒相器PC的內部含有限幅放大器，可進一步提高對寄生調幅的抗干擾能力。外接電容C3、C4組成低通濾波器，用來濾除鑒相器輸出信號中的高頻成分和調制信號成分，保留直流誤差電壓。引腳2是環(huán)路增益控制端。改變引腳2的輸入電流可以改變環(huán)路增益。壓控振蕩器VCO的內部接有固定電阻（100Ω），只需外接一個定時電容Ct就可以產生振蕩，振蕩頻率fV與Ct的關系曲線如圖11-19所示。圖11-18NE564的內部組成框圖圖11-19

fV與Ct的關系曲線11.5.3鎖相環(huán)路的應用

由于鎖相環(huán)路具有一些特殊的性能，因此在電子、通信技術領域應用十分廣泛。下面簡單討論一下鎖相環(huán)路的幾個特性。

（1）良好的跟蹤特性。

鎖相環(huán)路的輸出信號頻率可以精確地跟蹤輸入參考信號頻率的變化，這種性能稱為鎖相環(huán)路的跟蹤特性。利用此特性可以構成載波跟蹤型鎖相環(huán)路和調制跟蹤型鎖相環(huán)路。（2）良好的窄帶濾波特性。

當壓控振蕩器的輸出頻率鎖定在輸入參考信號頻率上時，位于信號頻率附近的干擾成分將以低頻干擾的形式進入環(huán)路，絕大部分干擾會受到環(huán)路濾波器的低通特性的抑制，從而減少了對壓控振蕩器的干擾作用。所以環(huán)路對干擾的抑制作用就相當于一個窄帶的高頻帶通濾波器，其通頻帶可以做得很窄（如在幾百兆赫茲的中心頻率上，帶寬可以做到幾十赫茲）。不僅如此，還可以通過改變環(huán)路濾波器的參數和環(huán)路增益來改變帶寬，作為性能良好的跟蹤濾波器，用以接收信噪比低、載頻漂移大的空間信號。窄帶特性在無線通信技術中是至關重要的。（3）環(huán)路鎖定時無剩余頻差。

鎖相環(huán)路是一個相差控制系統(tǒng)，只要環(huán)路處于鎖定狀態(tài)，則通過環(huán)路本身的調節(jié)作用，環(huán)路輸出就可以做到無剩余頻差存在。與具有剩余頻差的AFC系統(tǒng)相比，鎖相環(huán)路是一個理想的頻率控制系統(tǒng)。（4）良好的門限特性。

在調頻通信中若使用普通鑒頻器，由于鑒頻器是一個非線性器件，信號和噪聲通過非線性器件會產生非線性失真，使輸出信噪比急劇下降，即出現門限效應。鎖相環(huán)路作為鑒相器也會產生門限效應，但是，在相同調制指數的條件下，它比普通鑒相器的門限低。當鎖相環(huán)路處于調制跟蹤狀態(tài)時，環(huán)路有反饋控制作用，跟蹤相位差小，這樣通過環(huán)路的作用，限制了跟蹤的變化范圍，減少了鑒相特性的非線性影響，改善了門限效應。

1.鎖相鑒頻電路

1）鎖相鑒頻原理

鎖相鑒頻電路如圖11-20所示，在PLL輸入端輸入FM信號，PLL設計成調制跟蹤環(huán)，環(huán)路帶寬大于基帶信號帶寬，則環(huán)路可跟蹤FM信號的相位變化，當然也能跟蹤FM信號的頻率變化。由于環(huán)路振蕩頻率是由環(huán)路濾波器輸出信號控制的，因此該信號跟蹤FM信號的瞬時頻偏，即可作為鑒頻輸出。這種鑒頻方法對寬帶和窄帶調頻都適用。對窄帶調頻信號，其瞬時相位絕對值很小，若將PLL做成載波跟蹤環(huán)，則鑒相器輸出的相位誤差就是FM信號的瞬時相位。將它微分即可得到瞬時頻率，再通過低通濾波器即可作為鑒頻輸出。圖11-20鎖相鑒頻電路

2）鎖相鑒頻實例

圖11-21是由NE564組成的FM解調電路，已知輸入FM調頻信號電壓Ui≥200mV，中心頻率f0=5MHz，調制信號頻率fΩ=1kHz，頻率偏移Δf大于中心頻率f0的百分之一。要求NE564解調后，引腳9輸出fo=5MHz的載波信號，引腳14輸出fΩ=1kHz的調制信號。元件參數設計如下：圖11-21由NE564組成的FM解調電路

C1是輸入耦合電容，R1、C2組成差分放大器的輸入偏置電路濾波器，可以濾除FM信號中的雜波，其值與中心頻率f0及雜波的幅度有關。R2（包含電位器RW1）對引腳2提

供輸入電流I2，可控制環(huán)路增益和壓控振蕩器的鎖定范圍。R2與電流I2的關系表示為I2一般為幾百微安。調整時可先設I2的初值為100μA，待環(huán)路鎖定后再調節(jié)電位器RW1使環(huán)路增益和壓控振蕩器的鎖定范圍達到最佳值。R3是壓控振蕩器輸出端必須接的上拉電阻，一般為幾千歐。C3、C4與內部兩個對應電阻（阻值R=1.3kΩ）分別組成一階RC低通濾波器，其截止角頻率濾波器的性能對環(huán)路入鎖時間的快慢有一定影響，可根據要求改變C3、C4的值。壓控振蕩器的固有頻率fV與定時電容Ct的關系可表示為已知fV=5MHz，則Ct=90pF（可取標稱值82pF與8.2pF并聯）。C5用來濾除解調輸出信號1kHz中的諧波成分，如果諧波的幅度較大，還可采用RC組成的Π型濾波網絡，調整R的值，濾波效果比較明顯。如果引腳9輸出的載波上疊加有寄生調幅，則可在電源端接入LC濾波網絡。

2.鎖相調頻電路

1）鎖相調頻原理

在載波跟蹤環(huán)的輸入端輸入振蕩頻率很穩(wěn)定的載波（例如用晶振），VCO控制電壓由環(huán)路濾波器輸出外加基帶信號組成，即構成了一個如圖11-22所示的鎖相調頻系統(tǒng)。顯然，基帶信號變化時VCO的振蕩頻率隨之變化。由于環(huán)路輸入載波頻率是很穩(wěn)定的，沒有相位變化，因此VCO因調制而產生的相位變化將作為相位誤差在鑒相器輸出。由于載波跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器帶寬很窄，它輸出的負反饋信號不能跟蹤基帶信號中快速變化的成分，因而也就不會抵消這些成分。這說明基帶信號中較高頻率的分量可無衰減地加到VCO使VCO輸出FM信號。而基帶信號中較低頻率的分量會被環(huán)路濾波器輸出的負反饋信號抵消，因此不能加到VCO。這說明環(huán)路不會產生很慢的頻率變化。這樣，基帶信號中的直流分量和環(huán)路其他慢速的參數漂移都不會影響VCO輸出信號的平均頻率（中心頻率）。而中心頻率完全跟蹤PLL輸入的穩(wěn)頻載波頻率，也就是說，利用鎖相調頻可保證發(fā)射機的頻率穩(wěn)定度達到輸入載波的穩(wěn)定度。這是采用晶體振蕩器直接調頻等方法無法做到的。圖11-22鎖相調頻系統(tǒng)與晶體振蕩器直接調頻方法相比，這種調制器的調制線性非常好。因為鎖相環(huán)路允許VCO的頻率穩(wěn)定度較低，這樣VCO的頻偏范圍可以做得很大，在FM信號要求的頻偏范圍內，VCO控制特性的線性非常好。鎖相調頻因為它的頻率穩(wěn)定度與調制頻偏無關而成為實用調頻電路的主要形式。鎖相調頻可與后面介紹的頻率合成器結合在一個環(huán)路中。

必須指出，鎖相調頻基帶信號的低頻成分因負反饋而抵消一部分，因此頻偏與基帶信號之間的傳輸函數為高通特性。這在用調頻傳輸低速數據的場合（如傳呼發(fā)射機中）會衰減數據信號的低頻成分而造成碼間串擾，這時要注意將環(huán)路的帶寬設計得非常窄。

2）鎖相調頻實例

由NE564組成的FM調頻電路如圖11-23所示。1kHz的調制信號Ui≥200mV，從引腳6輸入，經緩沖放大器及相位比較器中的放大器放大后，直接控制壓控振蕩器的輸出頻率，因此，引腳9輸出FM調頻信號。圖11-23由NE564組成的FM調頻電路需要注意的是，這時相位比較器的輸出端不再接濾波電容，而是接電位器RW2。調整環(huán)路增益，可細調壓控振蕩器的固有頻率fV。若fV=5MHz，其電路參數與圖11-21所示的基本相同。不加調制信號即Ui=0，NE564鎖定時，各引腳的電壓如表11-1所示。表11-1

NE564各引腳的電壓

3.鎖相倍頻電路

在窄帶鎖相環(huán)的VCO輸出到鑒相器的反饋支路中插入一個分頻器就得到一個鎖相倍頻器，如圖11-24所示。N分頻器是一個模N計數器，它的功能是每輸入N個脈沖輸出一個計數脈沖，如圖11-25所示。由圖可見，一個頻率和相位分別為fo和φ(t)的振蕩信號經N分頻后頻率和相位分別為fo/N和φ(t)/N。圖11-24鎖相倍頻電路組成方框圖圖11-25

N分頻器的工作波形設高穩(wěn)定度頻率源的輸出參考頻率為fR，當環(huán)路鎖定時，由于鑒相器兩個輸入信號頻率相等，即fo/N=fR，因此輸出頻率fo=NfR

(11.3)此時環(huán)路的輸出頻率為輸入頻率fR的N倍，這就是鎖相倍頻的原理。倍頻次數等于分頻器的分頻次數。鎖相倍頻的優(yōu)點是：頻譜純，而且倍頻次數高，可達數萬次以上。由于分頻的原因，反饋回鑒相器的信號相位為φ(t)/N，因此環(huán)路增益也下降為原值的1/N，如果N取得太大，將使同步帶變窄。

4.鎖相分頻電路

如果將圖11-24中的分頻器換成倍頻器，就可以組成基本的鎖相分頻器，如圖11-26所示。當環(huán)路鎖定時，fR=Nfo，因此即鎖相分頻器的分頻次數等于倍頻器的倍頻次數。圖11-26鎖相分頻電路組成方框圖

5.頻率合成器

所謂頻率合成器，就是利用一個（或多個）標準頻率源，產生大量的與標準頻率源有相同頻率穩(wěn)定度和準確度的眾多頻率的裝置。目前利用具有很高的頻率穩(wěn)定度和準確度的石英晶體振蕩器作為標準頻率源，結合鎖相環(huán)路的窄帶跟蹤特性，構成工程上大量使用的頻率合成器。

1）簡單鎖相頻率合成器

簡單鎖相頻率合成器的構成如圖11-27所示，設高穩(wěn)定度頻率源的輸出參考頻率為fR，經過M分頻后頻率為fR/M，VCO輸出頻率為fo，經N分頻后頻率為fo/N。PLL鎖定后，由于鑒相器兩個輸入信號頻率相等，即fo/N=fR/M，因此輸出頻率（11.4）圖11-27簡單鎖相頻率合成器的構成頻率合成器的應用非常廣泛，主要分為以下幾類。

（1）產生可變的頻率。如在無線通信中，通常要求收發(fā)信機應能工作在多個信道中的任何一個。例如，某電臺的工作頻率為160MHz，綜合考慮天線、接收電路和發(fā)射功放，電臺可在10MHz的帶寬內正常工作，實際工作時每頻道帶寬為25kHz。這樣，該電臺從上述因素考慮可工作在400個頻道中的任何一個。要最終實現電臺的多頻道工作，就要用頻率合成器準確、穩(wěn)定、可編程地產生工作頻道所需要的發(fā)射載頻和接收本振頻率。這里只需設置fR/M=25kHz，調整M即可將電臺調整到所需的工作頻道。

(2)產生很多的穩(wěn)定頻率。

無線收發(fā)信機至少需要兩個穩(wěn)定頻率，即發(fā)射載頻和接收本振頻率。而一個通信設備的基帶部分，處理過程（信源編碼、信道編碼、調制解調器的基帶信號處理、TDMA幀形成等）可能很多?，F代通信設備中這些處理一般都要用到數字信號處理（DSP）芯片，不同的DSP需要不同的時鐘。在數字通信網中，速率等級很多，不同的速率需要不同的時鐘。用多個頻率合成器鎖定一個高穩(wěn)定度頻率源，即可產生多個高穩(wěn)定、相干的頻率。（3）產生很高的穩(wěn)定頻率。高頻LC振蕩器和微波振蕩器的頻率穩(wěn)定度是很低的，一般不能直接應用。而將高頻LC振蕩器或微波振蕩器做成VCO組成頻率合成器即可使它們的頻率穩(wěn)定度達到參考頻率fR的穩(wěn)定度。石英晶體振蕩器是一種廉價的較穩(wěn)定（10-7量級）的頻率源，但它的基音振蕩頻率相當低（一般不超過20MHz），將它作為參考頻率源即可用頻率合成器得到廉價、實用的高頻或微波頻率。從圖11-27可見，這里工作頻率高的只有VCO和N分頻器。制作高頻或微波VCO早已沒有困難，因此高頻頻率合成器的輸出頻率上限決定于N分頻器。目前，分頻器的最高工作頻率限制在10GHz以下。圖11-27中M分頻器的作用有兩個:一是用于改變頻率合成器輸出頻率變化步長（即頻率間隔），這對單片的通用頻率合成器是必需的;二是降低鑒相器的工作頻率，頻率合成

器通常使用電流型鑒相器，它的工作頻率較低。而參考頻率源通常是石英晶體振蕩器，它的工作頻率一般不超出1MHz～20MHz的范圍，太低會使晶體的體積很大，太高則晶體的體積太小而容易振碎。圖11-28為由CC4046集成鎖相環(huán)構成的頻率合成器實際電路。其中，晶振JT與74LS04組成晶體振蕩器，提供32kHz的基準頻率；74LS90組成M分頻電路，改變開關S的位置，即改變分頻比M，同時也改變了頻率間隔fR/M；74LS191組成可預置數的N分頻電路，改變輸入數據端D0D1D2D3的狀態(tài)，即改變分頻比N或波道數。圖11-28由CC4046組成的頻率合成器實際電路例如:設M=2，則頻率間隔為fR/M=16kHz，當

D0D1D2D3=0000時，N=16，fo=255kHz；

D0D1D2D3=0001時，N=15，fo=240kHz；

D0D1D2D3=1111時，N=1，fo=16kHz。由此可見，此時頻率合成器的輸出頻率范圍為16kHz~256kHz，共有16種頻率，兩相鄰頻率間的間隔為16kHz。若M=4，則頻率間隔為8kHz，頻率范圍為8kHz~128kHz。如圖11-28所示的頻率合成器能提供4×16=64種不同的頻率值。如果采用邏輯電路控制開關S(即數據輸入電路)，則頻率合成器可以自動輸出各種頻率。頻率合成器的頻率轉換時間主要由M和N這兩個分頻器的速度所決定，頻率范圍受鎖相環(huán)器件最高工作頻率的限制。在實際應用中需要考慮在此頻率范圍內，任何指定的頻率點上合成器都能工作，且滿足性能指標要求。顯然，在不同頻段可能還有改變定時電阻R1、定時電容Ct(即低通濾波器中R3、R4、C2)的值，使壓控振蕩器能夠入鎖和同步。

2）簡單頻率合成器存在的問題

以上討論的簡單頻率合成器構成比較方便，但在實際應用中存在一些問題，必須加以注意和改進。

第一，圖11-27所示的頻率合成器中，輸出頻率的間隔等于鑒相器的參考頻率fR/M，因此要減小輸出頻率間隔就必須減小輸入參考頻率。但降低參考頻率后，環(huán)路濾波器的帶寬也要壓縮（因環(huán)路濾波器的帶寬必須小于參考頻率），以便濾除鑒相器輸出中的參考頻率及其諧波分量。這樣，當由一個輸出頻率轉換到另一個頻率時，環(huán)路的捕捉時間或跟蹤時間就要加長，即頻率合成器的頻率轉換時間加大。第二，分頻比N很大，會造成環(huán)路增益降低（N倍），為保持環(huán)路適當的阻尼和諧振角頻率，環(huán)路濾波器的增益必須提高N倍。這會使VCO的相位噪聲對鑒相器噪聲非常敏感，鑒相器的電源電壓和地線電壓的輕微波動會造成VCO的相位的大幅波動。因此在頻率合成器中應特別注意電源濾波并保證環(huán)路中所有單元集中接地。

第三，鎖相頻率合成器的關鍵部分是可編程分頻器（計數器），它決定了合成器的最高輸出頻率和輸出信道的數目?？删幊谭诸l器的輸入頻率就是合成器的輸出頻率。由于可編程分頻器的工作頻率比較低，因此無法滿足大多數通信系統(tǒng)工作頻率高的要求。

3）吞脈沖鎖相頻率合成器

一種可有效降低可編程分頻器工作頻率而又不必降低fR/M的方法是吞沒脈沖（UMP）計數方式，如圖11-29所示。圖中雙模計數器可在控制信號控制下按模P或P+1計數，輸出信號頻率為fo/P或fo/(P+1)。“模數選擇”控制信號由控制邏輯根據A計數器和N計數器的狀態(tài)決定。在一個循環(huán)周期內的開始，控制邏輯的模數選擇信號輸出