《高頻電路分析與實踐》課件第10章

第十章角度調(diào)制與解調(diào):非線性頻率變換電路10.1概述10.2角度調(diào)制原理

10.3調(diào)頻電路

10.4調(diào)頻波的解調(diào)10.5調(diào)頻制的抗干擾（噪聲）性能10.6單片集成調(diào)頻發(fā)射機與接收機實例 10.1概述

角度調(diào)制是用調(diào)制信號去控制載波的頻率或相位而實現(xiàn)的調(diào)制。若載波信號的瞬時頻率隨調(diào)制信號線性變化，則稱為頻率調(diào)制（簡稱調(diào)頻FM）；如果載波信號的瞬時相位隨調(diào)制信號線性變化，則稱為相位調(diào)制（簡稱調(diào)相PM）。無論調(diào)頻或調(diào)相，其結(jié)果都表現(xiàn)為載波總相角的變化，故將二者合稱為角度調(diào)制。調(diào)頻波與調(diào)相波有相似的表示式和基本性質(zhì)，但兩者隨調(diào)制信號變化的規(guī)律又不完全相同，因此，在學(xué)習(xí)中應(yīng)特別注意它們之間的相互聯(lián)系與區(qū)別。在角度調(diào)制系統(tǒng)中，調(diào)制的結(jié)果產(chǎn)生了頻譜的非線性變換，已調(diào)高頻信號不再保持低頻調(diào)制信號的頻譜結(jié)構(gòu)，因此，常把這一類電路稱為頻譜非線性變換電路。需要強調(diào)，無論是第八章討論的頻譜線性搬移電路還是本章討論的頻譜非線性變換電路，其本質(zhì)都是實現(xiàn)頻譜變換，是典型的非線性過程。所謂頻譜的線性搬移和非線性變換，是指變換中形式上的差別。

角度調(diào)制與調(diào)幅相比，占據(jù)的頻帶較寬，但抗干擾能力強，因此在通信系統(tǒng)，特別是廣播和移動通信領(lǐng)域廣泛應(yīng)用。在無線電測量技術(shù)中，利用一個調(diào)頻信號來測試放大器或其它通道的頻率特性（即“掃頻法”），比逐點測試要迅速方便，而且更為準(zhǔn)確。此外，在自動頻率控制以及鎖相系統(tǒng)中，也應(yīng)用角度調(diào)制和解調(diào)技術(shù)。因此，在通信、測量以及電子技術(shù)的許多領(lǐng)域，角度調(diào)制和解調(diào)技術(shù)得到極為廣泛的應(yīng)用。10.2角度調(diào)制原理

1.調(diào)相波和調(diào)頻波數(shù)學(xué)表達(dá)式

設(shè)未調(diào)載波的一般表示式為（10.1）式中：φ0為載波初相角；ωc是載波的角頻率，在這里為一常數(shù)。θ(t)為載波振蕩的瞬時相位，它與角頻率的關(guān)系為（10.2）為簡化分析，令φ0=0。根據(jù)調(diào)相定義，高頻載波的角頻率不變（幅度也不變），而其瞬時相位θ(t)隨調(diào)制信號uΩ(t)線性變化，則不難寫出調(diào)相波的數(shù)學(xué)表示式為（10.3）式中：kp為與調(diào)相電路有關(guān)的比例常數(shù)，單位是rad/V。kpuΩ(t)表示瞬時相位中與調(diào)制信號成正比例變化的部分，稱為瞬時相位偏移，簡稱相移。其最大相移稱為調(diào)制指數(shù)，以mp表示，即（10.4）當(dāng)單音頻調(diào)相時，即uΩ(t)=UΩmcosΩt，則根據(jù)調(diào)頻的定義，高頻載波的瞬時頻率隨調(diào)制信號uΩ(t)線性變化，可寫出（10.5）式中：kf為與調(diào)頻電路有關(guān)的比例常數(shù)，單位是rad/s·V。kfuΩ(t)表示瞬時頻率中與調(diào)制信號成正比例變化的部分，稱為瞬時頻率偏移，簡稱頻移。最大頻移以Δωm表示，則（10.6）習(xí)慣上把最大頻移稱為頻偏。由于正弦振蕩的瞬時角頻率與瞬時相位之間有如下關(guān)系：（10.7）為寫出調(diào)頻波數(shù)學(xué)表示式，首先按式（10.7）求出其瞬時相位（10.8）調(diào)頻波數(shù)學(xué)表示式為（10.9）式中，為調(diào)頻波的最大相移，又稱調(diào)頻指數(shù)。例10.1瞬時頻率為f(t)=106+104cos(2π×103t)Hz的調(diào)角波受單頻正弦信號UΩmsinΩt調(diào)制，已知調(diào)角波的幅度為10V。（1）此調(diào)角波是調(diào)頻波還是調(diào)相波？寫出其數(shù)學(xué)表示式。（2）求此調(diào)角波的頻偏和調(diào)制指數(shù)。

解（1）瞬時角頻率ω(t)=2πf(t)=2π×［106+104cos(2π×103t)］rad/s與調(diào)制信號UΩmsinΩt形式不同，可判斷出此調(diào)角波不是調(diào)頻波。又因為其瞬時相位即θ(t)與調(diào)制信號的函數(shù)形式一樣（成正比），而ω(t)與其是微分關(guān)系，所以可以確定此調(diào)角波是調(diào)相波，且載頻為106Hz，調(diào)制信號頻率為103Hz。調(diào)相波的數(shù)學(xué)表示式為（2）由于瞬時角頻率ω(t)=2πf(t)=2π×［106+104cos(2π×103t)］rad/s，所以，頻偏Δωm=2π×104。調(diào)制指數(shù)可直接由調(diào)相波的表示式得到，mp=10。

2.實現(xiàn)調(diào)頻、調(diào)相的方法

由以上討論已知，無論是調(diào)頻或調(diào)相，都會使瞬時相位發(fā)生變化，說明調(diào)頻和調(diào)相可以互相轉(zhuǎn)化。因此，對于如何實現(xiàn)調(diào)頻和調(diào)相，也可從它們之間的關(guān)系得到啟發(fā)。圖10－1（a）、（b）給出了實現(xiàn)調(diào)頻的原理框圖。

圖（a）是用調(diào)制信號直接對載波進行頻率調(diào)制，得到調(diào)頻波；圖（b）是先對調(diào)制信號uΩ(t)積分，得到∫uΩ(t)dt，再由這一積分信號對載波進行相位調(diào)制，得到的已調(diào)信號對uΩ(t)而言是調(diào)頻波。圖10－1實現(xiàn)調(diào)頻的原理框圖

（a）直接調(diào)頻法;（b）間接調(diào)頻法圖10－2實現(xiàn)調(diào)相的原理框圖（a）直接調(diào)相法；（b）間接調(diào)相法

3.調(diào)角波的頻譜與有效頻譜寬度

理論分析證明，一個單音頻調(diào)制（uΩ(t)=cosΩt；為使分析簡單，令Um=1）的調(diào)角波，除了有載波頻率成分外，還含有無限多個邊頻分量；鄰近兩個邊頻之間的頻率間隔仍是Ω；各個邊頻的大小與調(diào)制指數(shù)m（即mf或mp）有關(guān)，它們的關(guān)系如表10－1所示。表10－1載頻、邊頻幅度與調(diào)制指數(shù)m的關(guān)系表中列出的是m取不同值時，各次邊頻分量幅度和未調(diào)載波幅度的比值。比值小于1%的未列出。（注：此表也稱第一類貝塞爾函數(shù)表）

既然調(diào)角波的邊頻分量有無限多個，那么從理論上講調(diào)角波所占頻譜寬度為無限寬。實際上沒有必要這樣考慮，因為由表10－1可以看出邊頻分量的幅度隨邊頻次數(shù)n的增加而迅速下降（雖有起伏）。例如，當(dāng)m=1時，在四次以上邊頻分量的相對幅度就小于0.01，可以忽略，表中已沒有列出，這時可以認(rèn)為它的邊頻分量只有三對。從表中還可以發(fā)現(xiàn)，m越大，具有較大幅度的邊頻就越多，這是角度調(diào)制信號頻譜的另一個主要特點。

圖10－3給出了調(diào)制指數(shù)m為不同值時，調(diào)角波的頻譜。圖10－3

m為不同值時調(diào)角波的頻譜上面分析指出，調(diào)角波的能量絕大部分集中在載頻附近的一些邊頻分量中。為了便于處理調(diào)角波，我們必須對其規(guī)定一個有效頻帶寬度。如果允許忽略幅度小于未調(diào)載波幅度10%的邊頻分量。觀察表10－1不難發(fā)現(xiàn)，當(dāng)邊頻數(shù)n≥m+1時，邊頻分量幅度與未調(diào)載頻幅度的比值已小于10%。此時需要考慮的上、下邊頻的總數(shù)等于2(m+1)，于是調(diào)角波的有效頻帶寬度等于或者（10.10）由以上分析可見，在調(diào)制信號頻率相同的條件下，調(diào)角波占據(jù)的頻帶比調(diào)幅波大m倍。實現(xiàn)調(diào)頻時，當(dāng)mf<<1（工程上只要求mf<0.25rad），此時mf+1≈1，式（10.10）簡化為2πB≈2Ω，表明調(diào)頻波近似有ωc、ωc±Ω三個頻率分量，此時調(diào)頻波的頻譜寬度與調(diào)幅波相同，稱為窄帶調(diào)頻。

以上只是討論了單頻余弦波調(diào)制的情況，實際上調(diào)制信號要包含很多的頻率分量，所以調(diào)頻波的頻譜還要復(fù)雜些。為了說明這個問題我們來看在同樣頻偏Δf情況下，不同調(diào)制信號頻率的頻譜寬度。

例10.2給定Δf=12kHz，（1）若調(diào)制信號頻率F=300Hz，求頻譜寬度B。（2）若調(diào)制信號頻率F=3kHz，求頻譜寬度B。

解

(1)(2)從上面的計算可以看出，在同樣頻偏的情況下，調(diào)制頻率越高所占頻譜寬度越寬。當(dāng)調(diào)制信號包含有許多頻率成分時，不僅有每一調(diào)制頻率所產(chǎn)生的旁頻頻率，而且還有各種組合頻率成分，問題變得很煩瑣。例如，當(dāng)調(diào)制信號由頻率為Ω1和Ω2的兩個余弦信號所組成時，調(diào)頻波的頻譜成分中不僅包含對應(yīng)于頻率Ω1和Ω2的邊頻(ωc±nΩ1)和(ωc±nΩ2)，而且還有交叉調(diào)制項(ωc±nΩ1±kΩ2)。這一特性與振幅調(diào)制中的情形有著明顯的區(qū)別。對于調(diào)幅波，調(diào)制信號中每個新頻率的增加僅使它自己的邊頻增多，而沒有交叉調(diào)制項。正因為如此，振幅調(diào)制稱為線性調(diào)制，而頻率調(diào)制稱為非線性調(diào)制。 10.3調(diào)頻電路

對調(diào)頻電路的主要技術(shù)要求有以下幾點：

(1)調(diào)制特性。被調(diào)振蕩器的相對頻率偏移與調(diào)制電壓間的關(guān)系曲線，即（10.11）稱為調(diào)制特性，要求它呈線性關(guān)系。

(2)調(diào)制靈敏度。單位調(diào)制電壓所產(chǎn)生的頻率偏移大小，稱為調(diào)制靈敏度，以Sf表示。顯然，Sf越大，調(diào)制信號控制作用越強。（10.12）(3)頻偏。指在正常調(diào)制電壓作用下，所能產(chǎn)生的最大頻率偏移Δfm。它是根據(jù)對調(diào)頻指數(shù)mf的要求來確定的。并要求其數(shù)值在整個調(diào)制信號所占有的頻帶內(nèi)保持不變。

(4)中心頻率穩(wěn)定度。雖然調(diào)頻信號瞬時頻率是隨調(diào)制信號而變化，但它是以穩(wěn)定的中心頻率為基準(zhǔn)的。為保證接收機能正常接收調(diào)頻信號，要求該中心頻率具有足夠的穩(wěn)定度。10.3.1直接調(diào)頻電路

在第五章我們對調(diào)頻電路已有了初步認(rèn)識，直接調(diào)頻法體現(xiàn)在電路上，就是利用調(diào)制信號直接控制影響振蕩頻率的元件參數(shù)。例如，在LC正弦波振蕩器中其振蕩頻率主要取決于振蕩回路的電感量和電容量，所以，在振蕩回路中接入可控電抗元件，就可完成直接調(diào)頻任務(wù)，如圖10－4所示。

常用的直接調(diào)頻電路有變?nèi)荻O管、電抗管調(diào)頻電路。這里主要討論變?nèi)荻O管調(diào)頻。圖10－4直接調(diào)頻電路模型

1.變?nèi)荻O管調(diào)頻原理

半導(dǎo)體PN結(jié)結(jié)電容隨加在其兩端的反向電壓變化而改變，變?nèi)荻O管正是利用這一特性制成的。它是單向?qū)щ娖骷?，在反向偏置時，它始終工作在截止區(qū)，它的反向電流極小，它的PN結(jié)呈現(xiàn)一個與反向偏置電壓u有關(guān)的結(jié)電容Cj（主要是勢壘電容）。Cj與u的關(guān)系是非線性的，所以變?nèi)莨茈娙軨j屬非線性電容。這種電容基本上不消耗能量，產(chǎn)生噪聲的量級也很小，是較理想的高效率、低噪聲非線性電容。變?nèi)荻O管的結(jié)電容Cj與加在其兩端的反向電壓u的絕對值之間的關(guān)系為（10.13）式中：Cj0為變?nèi)荻O管在零偏時的結(jié)電容值；UD為PN結(jié)的勢壘電位差（硅管約為0.7V，鍺管約為0.2～0.3V）；r是變?nèi)葜笖?shù)，它由半導(dǎo)體參雜濃度和PN結(jié)的結(jié)構(gòu)決定。變?nèi)荻O管的符號及Cj～u曲線如圖10－5所示。圖10－5變?nèi)荻O管的符號與cj～u曲線

(a)符號；(b)特性曲線

將變?nèi)荻O管接入振蕩器決定振蕩頻率的回路中，并用調(diào)制信號改變它的偏壓u，就可實現(xiàn)調(diào)頻功能。但須注意，為減小振蕩回路損耗，變?nèi)荻O管必須工作在反向偏壓范圍內(nèi)。

由式（10.13）可見，Cj與u呈非線性關(guān)系，又知振蕩器的振蕩頻率f與回路電容間也呈非線性關(guān)系（ 那么能否實現(xiàn)調(diào)制特性的線性呢？為此作下面定量分析。)圖10－6最簡單的變?nèi)莨苷{(diào)頻電路假設(shè)振蕩回路由變?nèi)荻O管電容Cj與電感L組成，如圖10－６所示，其振蕩頻率為（10.14）若調(diào)制信號為uΩ=UΩmcosΩt,變?nèi)莨芷秒妷簽閁B，則u=UB+UΩmcosΩt代入式（10.13），得經(jīng)整理，可得（10.15）將式（10.15）代入式（10.14）得（10.16）（10.17）如果r≠2，式（10.16）可利用二項式公式當(dāng)x<1,展開，經(jīng)整理得（10.18）可見，除第一項為有用項外，還存在第二項（表示中心頻率相對偏移量），第三項（表示二次諧波失真分量的相對頻偏量）等等，只有m很小時，才能近似認(rèn)為調(diào)制特性是線性的。但m過小，頻偏（10.19）和調(diào)制靈敏度（10.20）也都要減小。因此，在實際電路中，總是設(shè)法使變?nèi)荻O管工作在r=2的區(qū)域。

2.實際電路舉例

圖10－7（a）是一個通信機的變?nèi)荻O管調(diào)頻電路，它的基本電路是電容三點式振蕩器，圖（b）是其高頻等效電路。

圖10－7某通信機的變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

（a）變?nèi)荻O管調(diào)頻電路；（b）簡化原理圖圖（a）中，直流反向偏置同時加到兩個同極性對接變?nèi)莨艿恼龢O，調(diào)制信號經(jīng)高頻扼流圈Lp2加到變?nèi)莨艿呢?fù)極，對于直流和調(diào)制信號來說，兩只變?nèi)莨芟喈?dāng)于并聯(lián)，所處偏置點和受調(diào)制狀態(tài)是一樣的。對于高頻振蕩信號而言，兩只變?nèi)莨苁谴?lián)的，使加到每個變?nèi)莨艿母哳l振蕩電壓是諧振回路端電壓的一半，從而避免了二極管兩端交流電壓過大，進入導(dǎo)通狀態(tài)而降低回路Q值。此外，還可以削弱高頻振蕩電壓的諧波成分，由于變?nèi)莨苁且粋€非線性電容，高頻信號必然要產(chǎn)生諧波分量（注意不是指調(diào)制信號的諧波），它可能引起交叉調(diào)制干擾?，F(xiàn)在兩管高頻信號反相，某些諧波成分就可以抵消了。然而，兩只變?nèi)莨艽?lián)后的總電容要減半，所以調(diào)制靈敏度有所下降。改變變?nèi)莨艿姆聪蚱秒妷海⒄{(diào)節(jié)可變電感L，可使變?nèi)莨苷{(diào)頻器的中心頻率在50～100MHz范圍內(nèi)變化。輸入調(diào)制信號電壓uΩ(t)可使兩變?nèi)莨艿目傠娙蓦SuΩ(t)而變化，兩變?nèi)莨艽?lián)后再與C5串聯(lián)，控制回路總電容隨uΩ(t)而變化，從而實現(xiàn)頻率調(diào)制。

圖10－8（a）是中心頻率為70MHz±100kHz，頻偏Δf=6MHz的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路，用于微波通信設(shè)備中，圖（b）為其高頻等效電路。圖10－8頻偏較大的變?nèi)莨苷{(diào)頻電路振蕩器是電感反饋三點式電路，晶體管基極和振蕩回路采用部分接入方式，C1、L1和C2組成低通π型濾波器，使調(diào)制信號可以加到變?nèi)莨苌?，而高頻電壓卻不能進入調(diào)制信號源，C2對高頻是近似短路的。為了減小調(diào)頻信號中心頻率的變化，變?nèi)莨艿钠珘弘娐凡捎昧朔€(wěn)壓措施，并用熱敏電阻進行溫度補償，此時直流偏置電壓隨溫度而變化，這個變化抵消變?nèi)荻O管勢壘隨溫度的變化而造成的結(jié)電容變化，以保證中心頻率不隨溫度變化。用RW2調(diào)節(jié)變?nèi)莨艿墓ぷ鼽c電壓，使中心頻率符合所要求的數(shù)值，改變RW1調(diào)節(jié)晶體管電流，以改變振蕩電壓的大小和得到最好的線性。10.3.2間接調(diào)頻電路

1.概述

直接調(diào)頻的主要優(yōu)點是容易獲得大頻偏的FM信號。直接調(diào)頻是在振蕩器上直接實現(xiàn)頻率調(diào)制的，調(diào)制電路對振蕩器的影響會使FM波的中心頻率（載頻）穩(wěn)定度降低。調(diào)頻時，設(shè)法把調(diào)制與振蕩的功能分開，就可削弱調(diào)制電路對振蕩器的直接影響，再采用高穩(wěn)定度振蕩器來產(chǎn)生頻率穩(wěn)定度很高的載波，這就是間接調(diào)頻的基本思路。

實現(xiàn)間接調(diào)頻的基本方法是：先對調(diào)制信號uΩ(t)積分，再加到調(diào)相器對載頻信號調(diào)相，則從調(diào)相器輸出的便是對調(diào)制信號uΩ(t)而言的調(diào)頻信號。由此可見，實現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵電路是調(diào)相器。調(diào)相器的種類很多，常用的有可控移相法調(diào)相電路（如變?nèi)荻O管調(diào)相器），可控延時法調(diào)相電路（如脈沖調(diào)相電路）和矢量合成法調(diào)相電路等。這里只討論變?nèi)荻O管調(diào)相電路。

2.變?nèi)荻O管調(diào)相電路（可控移相法調(diào)相電路）

圖10－9是一個單級調(diào)諧回路變?nèi)莨苷{(diào)相電路，它的基本電路是一個高頻晶體管放大器。在晶體管放大器VT1基極電路輸入的高頻載波信號的控制下，集電極電流流過由L、C4、變?nèi)莨躒D2組成的諧振回路。變?nèi)荻O管加有反向偏置電壓和調(diào)制信號電壓uΩ(t)，這使變?nèi)莨茈娙軨j隨調(diào)制信號電壓而變化，從而使振蕩回路的諧振頻率隨調(diào)制信號電壓而變化，使固定頻率的高頻載波電流在流過諧振頻率調(diào)變的振蕩回路時，產(chǎn)生高頻調(diào)相信號電壓輸出。圖10－9變?nèi)荻O管調(diào)相電路由第六章對并聯(lián)諧振回路的討論已知，在高Q及小失諧條件下，并聯(lián)諧振回路的相頻特性（電壓、電流間相移）Δφ為（10.21）式中：f0為并聯(lián)諧振回路的諧振頻率；Δf=f-f0；Q是并聯(lián)諧振回路的品質(zhì)因數(shù)。（10.22）（10.23） 10.4調(diào)頻波的解調(diào)

10.4.1鑒頻的方法和鑒頻器的主要技術(shù)指標(biāo)

1.實現(xiàn)鑒頻的方法

實現(xiàn)鑒頻的方法很多，但常用的方法有以下幾種：

（1）將等幅調(diào)頻波變換成幅度隨瞬時頻率線性變化的調(diào)幅－調(diào)頻波，然后利用振幅檢波器進行檢波，還原出調(diào)制信號，常用的電路有斜率鑒頻器。它的電路模型如圖10－10所示。圖10－10斜率鑒頻器實現(xiàn)模型（2）將調(diào)頻波變換成相位隨瞬時頻率線性變化的調(diào)相－調(diào)頻波，然后用相位檢波器解調(diào)即可獲得原調(diào)制信號。它的實現(xiàn)模型如圖10－11所示。圖10－11相位鑒頻器實現(xiàn)模型（3）利用調(diào)頻波的過零信息實現(xiàn)鑒頻。因為調(diào)頻波的頻率是隨調(diào)制信號變化的，所以它們在相同的時間間隔內(nèi)過零點的數(shù)目將不同。當(dāng)瞬時頻率高時，過零點的數(shù)目就多，瞬時頻率低時，過零點的數(shù)目就少。利用調(diào)頻波的這個特點，可以實現(xiàn)解調(diào)，這種鑒頻器叫做脈沖計數(shù)式鑒頻器。其中一種具體方法的方框圖和波形圖如圖10－12（a）、（b）所示。首先將輸入調(diào)頻波通過限幅器變?yōu)檎{(diào)頻方波，然后微分變?yōu)榧饷}沖序列，用其中正脈沖去觸發(fā)脈沖形成電路，這樣調(diào)頻波就變換成脈寬相同而周期變化的脈沖序列，它的周期變化反映調(diào)頻波瞬時頻率的變化。將此信號進行低通濾波，取出其平均分量，就可得到原調(diào)制信號。這種電路的突出優(yōu)點是線性好、頻帶寬、便于集成，同時它能工作于一個相當(dāng)寬的中心頻率范圍（1Hz～10MHz，如配合使用混頻器，中心頻率可擴展到100MHz）。圖10－12脈沖計數(shù)式鑒頻器實現(xiàn)方框圖和波形圖（4）利用鎖相環(huán)路實現(xiàn)鑒頻。

2.鑒頻器的主要技術(shù)指標(biāo)

鑒頻器的主要特性是鑒頻特性，也就是鑒頻器輸出電壓uo與輸入調(diào)頻波頻率f之間的關(guān)系，典型的鑒頻特性曲線如圖10－13所示。當(dāng)信號頻率為中心頻率fc時，輸出電壓uo=0，當(dāng)信號頻率偏離中心頻率升高、下降時，則分別得到正、負(fù)極性的輸出電壓，但當(dāng)頻率偏移過大，輸出電壓值將會減小。通常希望鑒頻特性曲線要陡直，線性范圍要大。由此可得出兩個衡量鑒頻器性能的技術(shù)指標(biāo)：圖10－13鑒頻特性曲線（1）鑒頻靈敏度SD。在中心頻率附近，單位頻偏所引起的輸出電壓的變化量，即（10.24）顯然，鑒頻靈敏度越高，意味著鑒頻特性曲線越陡峭，鑒頻能力越強。（2）線性范圍。指鑒頻特性曲線近似于直線段的頻率范圍，用2Δfmax表示，如圖10－13所示。它表明變頻器不失真解調(diào)時所允許的最大頻率變化范圍。因此，要求2Δfmax

應(yīng)大于調(diào)頻波最大頻偏的兩倍。2Δfmax又稱為鑒頻器的帶寬。10.4.2常用鑒頻電路

1.斜率鑒頻器

由圖10－10可見，實現(xiàn)斜率鑒頻的關(guān)鍵在于找到一個實現(xiàn)“頻率－幅度線性變化網(wǎng)絡(luò)”，從而將等幅調(diào)頻波變換為調(diào)幅－調(diào)頻波。實現(xiàn)這一變換的電路很多，常用的有工作于失諧狀態(tài)的諧振回路和微分電路。

1）單失諧回路斜率鑒頻器

圖10－14（a）為由單失諧回路和二極管包絡(luò)檢波器構(gòu)成的斜率鑒頻電路。把調(diào)頻波uFM加到LC并聯(lián)諧振回路上，將并聯(lián)諧振頻率fp調(diào)離調(diào)頻波中心頻率f0，使f0位于諧振曲線傾斜部分中接近直線段的中點（如圖10－14（b）中的A點），這時LC并聯(lián)回路兩端電壓的振幅為UmA。假設(shè)調(diào)頻波的最大頻偏為Δfm，當(dāng)頻率變至f0-Δfm時，電壓振幅增加ΔU，工作點移到B點，回路兩端電壓振幅為UmB。當(dāng)頻率變至f0+Δfm時，電壓振幅減小ΔU，工作點移到C點，回路兩端電壓振幅為UmC

。由此可見，當(dāng)加到LC并聯(lián)回路的調(diào)頻波頻率隨時間變化時，回路兩端電壓的振幅也將隨時間產(chǎn)生相應(yīng)的變化，如圖10－14（b）所示。當(dāng)調(diào)頻波的最大頻偏不大時，電壓振幅的變化與頻率的變化近似成線性關(guān)系。所以，利用單諧振回路可將輸入調(diào)頻波變換為幅度隨頻率變化的調(diào)幅調(diào)頻波。然后，通過包絡(luò)檢波器完成鑒頻作用。圖10－14單失諧回路斜率鑒頻器圖10－15雙失諧回路斜率鑒頻器

為了便于調(diào)整，減少三個回路之間的互相影響，這個電路沒有采用互感耦合的方式，而是將三個回路分別屏蔽起來。調(diào)頻信號加到回路A以后經(jīng)兩個共基極放大器再分別加到回路B和C，而回路B和C的連接點與檢波電容中點一起接地，由于接地點的改變，輸出信號Uo不像圖10－15那樣取出，這時Uo不再由兩檢波器輸出電壓之差決定，而由兩檢波電流I1與I2之差決定。為了得到電流之差，把下面的二極管反過來，這也為空載時構(gòu)成了檢波直流通路。圖10-16實用鑒頻電路

3）差分峰值鑒頻器

在集成電路中，廣泛采用斜率鑒頻電路，如圖10－17所示為HA1124A集成塊中的差分峰值鑒頻器（應(yīng)用于日立彩電伴音通道）。圖10－17差分峰值鑒頻器圖10－18頻－幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)電抗特性曲線和鑒頻特性曲線

2.相位鑒頻器

圖10－11給出了相位鑒頻器實現(xiàn)模型，它由頻率相位線性變換網(wǎng)絡(luò)和相位檢波器兩部分組成。前者將調(diào)頻波的瞬時頻率變化不失真地轉(zhuǎn)換成相位變化，后者又稱鑒相器，它的任務(wù)是把已調(diào)信號瞬時相位變化不失真地轉(zhuǎn)變成電壓變化，即實現(xiàn)相位－電壓轉(zhuǎn)換。其實現(xiàn)方法主要有兩種：一種是乘積型相位鑒頻器；一種是疊加型相位鑒頻器。

我們先介紹頻率相位變換網(wǎng)絡(luò)和鑒相器的工作原理，然后介紹常用電路。圖10－19單諧振回路頻率－相位變換網(wǎng)絡(luò)及頻率特性由圖10－19（a）可寫出電路的電壓傳輸系數(shù)為令上式可改寫為（10.25）在失諧較小的情況下，上式可簡化為（10.26）由此可得到網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性分別為（10.27）（10.28）（10.29）若輸入為調(diào)頻波，其瞬時角頻率ω=ωc+ΔωmcosΩt=ωc+Δω(t)，并令ωc=ωp，則式（10.29）可寫成（10.30）可見，當(dāng)調(diào)頻波的Δωm較小時，圖10－19所示的網(wǎng)絡(luò)可不失真的完成頻率－相位線性變換。

2）乘積型相位鑒頻器

采用模擬乘法器作為相位檢波器而構(gòu)成的鑒頻器，稱為乘積型相位鑒頻器，其組成原理框圖如圖10－20所示。圖10－20乘積型相位鑒頻器組成原理框圖（1）乘法器的鑒相功能。模擬乘法器可以完成兩個輸入信號相乘的功能，也可用它來檢出兩個輸入信號的相位差，實現(xiàn)相位－電壓的變換作用。下面根據(jù)加到乘法器輸入信號幅度的大小不同，分兩種情況討論。

一種是當(dāng)乘法器輸入信號uX、uY均為小信號，設(shè)uX和uY分別為式中，uX、uY除了有相位差φ外，還有固定的相位差π/2。由此可得乘法器的輸出電壓為通過低通濾波器濾除上式中第二項高頻分量，可得（10.31）這里略去了低通濾波器的通帶損耗。上式說明保持UXm、UYm不變，輸出電壓與兩個輸入信號相位差的正弦成正比。作出uΩ與φ的關(guān)系曲線，如圖10－21所示，稱為鑒相器的鑒相特性曲線，可見是一條正弦曲線。當(dāng)φ≤π/6時，sinφ≈φ，鑒相特性接近于直線，故乘法器可實現(xiàn)線性鑒相作用。圖10－21正弦鑒相特性（10.32）式（10.32）適用于圖10－22大信號時乘法器鑒相工作波形（10.33）

由式（10.32）和式（10.33）可以作出uX、uY均為大信號時，乘法器的鑒相特性如圖10－23所示，它是一條三角形特性。由圖可見，φ在 之間變化時，可實現(xiàn)線性鑒相，其線性范圍比小信號鑒相特性增大近三倍。與圖10－23大信號時乘法器的鑒相特性（2）乘積型相位鑒頻器電路。圖10－24是利用單片集成模擬乘法器MC1496P構(gòu)成的乘積型相位鑒頻器電路。圖中，VT為射極輸出器，其負(fù)載L、R、C1、C2組成頻率－相位變換網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)適用于中心頻率為7～9MHz、最大頻偏約250kHz的調(diào)頻波解調(diào)。乘法器輸出用F007運算放大器構(gòu)成平衡輸入低頻放大器，F(xiàn)007輸出端接有低通濾波器。圖10－24乘積型相位鑒頻器

3）疊加型相位鑒頻器

疊加型相位鑒頻器的電路模型如圖10－25所示。首先利用頻－相變換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻波變?yōu)檎{(diào)相波，再與原調(diào)頻波相加可獲得調(diào)幅調(diào)頻波，然后用包絡(luò)檢波器解調(diào)，恢復(fù)出調(diào)制信號。在本書4.3節(jié)中討論的比例鑒頻器就屬于這類電路。圖10－25疊加型相位鑒頻器模型另外，廣泛應(yīng)用于調(diào)頻廣播接收機中的互感耦合回路相位鑒頻器，也是一種典型的疊加型相位鑒頻器，其電路如圖10－26所示。圖中，L1C1和L2C2互感耦合回路作為頻－相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，它們均調(diào)諧在調(diào)頻波的中心頻率f0上。兩個二極管包絡(luò)檢波器接成平衡對稱電路形式，有利于消除偶次諧波失真。高頻耦合電容C5將初級電壓U1經(jīng)L2中心抽頭分別加到兩個二極管上，高頻扼流圈L3對高頻信號呈開路，而為包絡(luò)檢波器平均電流提供通路。圖10－26互感耦合回路相位鑒頻器

和（10.34）

下面僅對這兩種鑒頻器的異同作些比較。

（1）兩者的相同點是FM信號的輸入和頻率－相位變換電路相同，因而 和 的形成和分析方法是相同的。

（2）為構(gòu)成包絡(luò)檢波器的直流通路，比例鑒頻器中的兩只二極管是順向連接的，因而兩類鑒頻器中的VD2極性連接是相反的。（3）鑒頻器的輸出電壓能線性地跟隨輸入調(diào)頻波瞬時頻率變化的一個重要條件是輸入信號的幅度是恒定的。實際上，調(diào)頻波在產(chǎn)生過程中總是或多或少的附帶有寄生調(diào)幅，在傳輸和接收過程中由于各種干擾和噪聲的影響，也會在調(diào)頻波上出現(xiàn)寄生調(diào)幅。寄生調(diào)幅的存在必將影響鑒頻器的輸出，產(chǎn)生失真，因此，需在耦合回路鑒頻器前加入限幅電路，將調(diào)頻波的寄生調(diào)幅部分“削平”，保證進入鑒頻器的是等幅的調(diào)頻波。而比例鑒頻器自身具有限幅的功能（見圖4－4中接入了大電容C8），因此，采用比例鑒頻器時可以不必在其前面加入限幅器。（4）比例鑒頻器輸出電壓不是從C、D端輸出，而是從O、E端輸出。

在實際應(yīng)用中，為了便于調(diào)整初、次級回路之間的耦合量，常采用電容耦合代替上述的互感耦合。圖10－27（a）是某小型移動式通信機鑒頻器的實際電路，圖中初、次級回路線圈均各自屏蔽，相互間無互感耦合，初、次級回路之間通過Cp和Cm進行耦合，只要改變Cp或Cm的大小就可調(diào)節(jié)耦合的松緊，由于Cp的容量遠(yuǎn)大于Cm，Cp對高頻短路，因此可作出耦合回路部分的等效電路如圖10－27（b）所示。圖10－27電容耦合雙調(diào)諧回路相位鑒頻器10.5調(diào)頻制的抗干擾（噪聲）性能

關(guān)于各種調(diào)制方式的抗干擾性能分析屬于后續(xù)課程“通信原理”的課程內(nèi)容，但是，有些高頻電路的組成（例如，調(diào)頻收、發(fā)信機中的預(yù)加重、去加重等特殊電路）與抗噪聲性能的分析是密切相關(guān)的。本課程只能在講清楚討論條件后，直接引用有關(guān)結(jié)論。

抗干擾性是指在接收機解調(diào)器的輸入端信噪比（SNR）相同時，哪種調(diào)制方式的接收機輸出端信噪比高，則認(rèn)為這種調(diào)制方式的抗干擾性能好。在本章的開頭曾提到調(diào)頻制的突出特點是它的抗干擾性能優(yōu)于調(diào)幅制，這是為什么呢？分析表明，對于單音調(diào)頻波而言，解調(diào)的輸出電壓信噪比為（10.35）式中：Us/Un為接收機輸入端信噪比；Us和Un分別表示信號與干擾電壓的幅值；Δf為頻偏；F為調(diào)制信號頻率；mf為調(diào)頻指數(shù)。一般寬帶調(diào)頻系數(shù)mf總是大于1的，因而調(diào)頻接收機信噪比與輸入端相比是有所提高的。對于調(diào)幅接收機而言，檢波輸出電壓信噪比為（10.36）當(dāng)ma=1時，輸出信噪比與輸入信噪比相等，這是調(diào)幅接收的最好情況，但通常ma<1。由于在調(diào)幅制中，調(diào)幅系數(shù)ma不能超過1，而在調(diào)頻制中，調(diào)頻系數(shù)mf可以遠(yuǎn)大于1，所以說調(diào)頻制的抗干擾性優(yōu)于調(diào)幅制。以上分析表明，加大調(diào)制系數(shù)mf可以使鑒頻輸出信噪比增加，但必須注意，加大mf將增加信號帶寬。因此，調(diào)頻制抗干擾性優(yōu)于調(diào)幅制抗干擾性是以犧牲帶寬為代價的。以上討論僅指干擾為單頻信號的簡單情況，如果干擾信號非單頻，而是白噪聲，分析表明，只有在調(diào)頻系數(shù)大于0.6時，調(diào)頻制的抗干擾性能才優(yōu)于調(diào)幅制。因此，常把mf=0.6作為窄帶調(diào)頻與寬帶調(diào)頻的過渡點。在抗干擾性能方面，窄帶調(diào)頻并不優(yōu)于調(diào)幅制，因為窄帶調(diào)頻信號和調(diào)幅信號的帶寬并無差異。

從表面看，增加帶寬將使更多的噪聲信號進入接收機，但是，為什么寬帶的調(diào)頻信號反而可以提高信噪比呢？這是因為調(diào)頻信號的頻譜是有規(guī)律地擴展的，各旁頻分量是相關(guān)的，經(jīng)解調(diào)后寬帶信號可以凝聚為窄帶的原始調(diào)制信號頻譜。而噪聲各頻率是彼此獨立的，不能凝聚，解調(diào)后仍分布在寬帶內(nèi)，大部分將被濾波器濾除，這就使輸出信噪比得以提高。從式（10.35）還可以看出，調(diào)頻接收機中鑒頻器輸出端的噪聲隨調(diào)制信號頻率的增加而增大，即鑒頻器輸出端噪聲電壓頻譜呈三角形（其噪聲功率譜呈拋物線形），如圖10－28所示。而各種消息信號（如話音、音樂等），它們的能量都集中在低頻端，因此在調(diào)制信號的高頻端輸出信噪比將明顯下降，這對調(diào)頻信號的接收是很不利的。為了使調(diào)頻接收機在整個頻帶內(nèi)都具有較高的輸出信噪比，可以在調(diào)頻發(fā)射機的調(diào)制器之前，人為的加重高音頻，使高音頻電壓提升，這一技術(shù)被稱為“預(yù)加重”，實現(xiàn)這一技術(shù)的電路稱為預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)。但這樣做的結(jié)果，改變了原調(diào)制信號各調(diào)制頻率之間的比例關(guān)系，將造成解調(diào)信號的失真。因此，需要在調(diào)頻接收機鑒頻器輸出端加入一個與預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)傳輸函數(shù)相反的去加重網(wǎng)絡(luò)，把人為提升的高音頻電壓振幅降下來，恢復(fù)原調(diào)制信號各頻率之間的比例關(guān)系，使解調(diào)信號不失真。圖10－28鑒頻器輸出噪聲頻譜圖10-29預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)

2.去加重網(wǎng)絡(luò)

去加重網(wǎng)絡(luò)及其頻響特性見圖10－30（a）、（b），去加重網(wǎng)絡(luò)應(yīng)具有與預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)相反的網(wǎng)絡(luò)特性，因而應(yīng)使|H(j2πF)|∝1/2πF。可見，去加重網(wǎng)絡(luò)相當(dāng)于一個積分電路。在廣播調(diào)頻接收機中，去加重網(wǎng)絡(luò)參數(shù)R、C的選擇應(yīng)使F1=2.1kHz，F(xiàn)2=15kHz，此時，R1C=75μs。圖10-30去加重網(wǎng)絡(luò)10.6單片集成調(diào)頻發(fā)射機與接收機實例

10.6.1單片集成調(diào)頻發(fā)射芯片MC2833

MC2833的工作電壓范圍寬，可以在2.8V~9.0V的電壓下正常工作；工作溫度范圍在-30℃~+70℃之間；功耗非常低，典型電流值為2.9mA。MC2833的電路結(jié)構(gòu)簡單，在使用時只需少量的外圍元器件；使用片內(nèi)放大晶體管使輸出功率達(dá)10dBm，工作頻率近60MHz，可以接入FCC、DOT、PTT等射頻電路。

1.MC2833的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

MC2833是采用可變電抗直接調(diào)頻的發(fā)射芯片，圖10-31是其內(nèi)部結(jié)構(gòu)及引腳排列圖。由圖可見，MC2833由話音放大器、可變電抗器、射頻振蕩器、緩沖器和兩個輔助晶體管構(gòu)成。

圖10-31MC2833的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及引腳排列圖低頻調(diào)制信號從引腳5輸入，經(jīng)話音放大器放大后，送入可變電抗器，通過調(diào)制信號改變可變電抗的參數(shù)，從而改變射頻振蕩器的頻率，進而實現(xiàn)調(diào)頻。射頻振蕩器的中心頻率由引腳1和引腳16外接的晶體決定，經(jīng)過調(diào)頻后的信號由緩沖器端引腳14輸出，經(jīng)片外選頻網(wǎng)絡(luò)返回引腳13，由V1、V2構(gòu)成的兩級功率放大器放大后由引腳9輸出，兩級放大器的諧振回路均外接。

2.MC2833構(gòu)成的調(diào)頻發(fā)射機電路

由MC2833構(gòu)成的調(diào)頻發(fā)射機電路如圖10-32所示。該電路在50Ω負(fù)載上諧波衰減不低于50dB，輸出功率可達(dá)10mW，調(diào)制靈敏度為10Hz/mV，最大調(diào)制頻偏為15kHz~30kHz。下面對發(fā)射機各主要部分的電路進行分析。

1）話音放大器

話筒將聲音信號變成音頻電壓信號，經(jīng)耦合電容C1由引腳5送入話音放大器，話音放大器由片內(nèi)運放和外接電阻等組成反相放大器，放大器的增益由負(fù)反饋電阻R4決定。圖中兩只二極管用來將話音放大器的輸出電壓幅度限制在±0.7V之間。話音放大器輸出信號由引腳4輸出通過C2加到可變電抗器的控制端引腳3。圖10-32MC2833構(gòu)成的調(diào)頻發(fā)射機電路

2）調(diào)頻振蕩器

調(diào)頻振蕩器由可變電抗器、射頻振蕩器以及外接電感L0、晶體、反饋電容C4、C5等組成，振蕩的中心頻率由晶體決定，調(diào)節(jié)L0使振蕩頻率等于晶體的標(biāo)稱頻率16.5667MHz。片電阻與外接電阻構(gòu)成可變電抗器的控制分壓器，片內(nèi)參考電壓源通過分壓器向可變電抗器提供靜態(tài)偏置