《計算機電子電路技術-電路與模擬電子部分》課件第6章 放大電路分析基礎

第6章放大電路分析基礎6.1放大電路工作原理6.2共發(fā)射極放大電路的靜態(tài)分析6.3共發(fā)射極放大電路的動態(tài)分析6.4工作點穩(wěn)定的典型電路——射極偏置電路6.5共集電極電路——射極輸出器6.6共基極電路6.7場效應管放大電路6.8多級放大器6.9放大電路的頻率特性6.1放大電路工作原理6.1.1放大電路的組成原理

(1）必須保證BJT工作在放大區(qū)

（2）必須保證信號的放大圖6.1中使用兩個電源UBB和UCC，給使用者帶來不便，為此，常采用單電源，即將Rb接至UCC，如圖6.2(a)所示。習慣畫法如圖6.2(b)所示。圖6.1共發(fā)射極基本放大電路6.1.2直流通路和交流通路輸入信號為零時，電路只有直流通路，當考慮信號的放大時，我們應考慮電路的交流通路。所以，在分析、計算具體放大電路前，應分清放大電路的交、直流通路。由于放大電路中存在著電抗元件，所以直流通路和交流通路不相同。對于直流通路來說，電容被視為開路，電感被視為短路；對于交流通路，電容和電感應作為電抗元件處理，當其電抗與所在回路的串聯(lián)電阻相比可忽略其作用時，電容一般按短路處理，電感按開路處理。直流電源因為其兩端電壓值固定不變，內(nèi)阻視為零，故在畫交流通路時也按短路處理。圖6.2單電源共發(fā)射極放大電路

圖6.3(a)、(b)是對圖6.2按上述原則考慮后的直流通路和交流通路。放大電路的分析，包含兩個部分：

(1)直流分析。又稱為靜態(tài)分析，主要求出電路的直流工作狀態(tài)，即求出基極直流電流IB；集電極直流電流IC；集電極與射極間直流電壓UCE。

(2)交流分析。又稱動態(tài)分析，主要求出電壓放大倍數(shù)、輸入電阻、輸出電阻等。圖6.3基本共發(fā)射極電路的交、直流通路

(a)直流通路；(b)交流通路6.2共發(fā)射極放大電路的靜態(tài)分析6.2.1解析法確定靜態(tài)工作點根據(jù)放大電路的直流通路，可以估算出該放大電路的靜態(tài)工作點。由圖6.3(a)，首先由基極回路求出靜態(tài)時基極電流IBQ：(6―1)

由于晶體三極管導通時，UBE變化很小，可視為常數(shù)，一般

硅管UBE=0.6V~0.8V，取0.7V

鍺管UBE=0.1V~0.3V，取0.2V

當UCC、Rb已知，由(6―1)式可求出IBQ。根據(jù)三極管各極電流關系，可求出靜態(tài)工作點的集電極電流ICQ。

ICQ=βIBQ(6―3)

再根據(jù)集電極輸出回路可求出UCEQUCEQ=UCC-ICRc(6―4)

例1估算圖6.2放大電路的靜態(tài)工作點。設UCC=12V，Rc=3kΩ，Rb=280kΩ，β=50。解：根據(jù)公式(6―1)、(6―3)、(6―4)得6.2.2圖解法確定靜態(tài)工作點三極管電流、電壓關系可用其輸入特性曲線和輸出特性曲線表示。我們可以在特性曲線上直接用作圖的方法來確定靜態(tài)工作點。將圖6.3(a)直流通路，改畫成圖6.4(a)，由圖中的a、b兩端向左看，其iC~uCE關系由三極管中iB=IBQ的輸出特性曲線確定，其

，如圖6.4(b)所示。由圖中的a、b兩端向右看，電流iC與uCE關系由回路的電壓方程表示：

uCE=UCC-iCRc

令iC=0，uCE=UCC，得M點；令uCE=0,

，得N點。將M、N兩點連接起來，即得一條直線，稱為直流負載線，它反映了直流電流、電壓與負載電阻Rc的關系。圖6.4靜態(tài)工作點的圖解法

由于在同一回路中只有一個iC值和uCE值，即iC、uCE既要滿足圖6.4(b)所示的輸出特性，又要滿足圖6.4(c)所示的直流負載線，所以電路的直流工作狀態(tài)，必然是IB=IBQ的特性曲線和直流負載線的交點，只要知道IBQ即可，一般通過(6―2)式可直接求出，Q點的確定如圖6.4(d)所示。

由上可得出用圖解法求Q點的步驟：

(1)在輸出特性曲線坐標中，按直流負載線方程uCE=UCC-iCRe，作出直流負載線。

(2)由基極回路求出IBQ。

(3)找出iB=IBQ這一條輸出特性曲線，與直流負載線的交點即為Q點。讀出Q點坐標的電流、電壓值即為所求。例2如圖6.5(a)電路，已知Rb=280kΩ，Rc=3kΩ，UCC=12V，三極管的輸出特性曲線如圖6.5(b)，試用圖解法確定靜態(tài)工作點。圖6.5例2電路圖

解：首先寫出直流負載方程，并作出直流負載線：連接這兩點，即得直流負載線。然后，由基極輸入回路，計算IBQ

直流負載線與iB=IBQ=40μA這一條特性曲線的交點，即為Q點，從圖上查出IBQ=40μA，ICQ=2mA，UCEQ=6V，與例1結(jié)果一致。6.2.3電路參數(shù)對靜態(tài)工作點的影響

1.Rb對Q點的影響為明確元件參數(shù)對Q點的影響，當討論Rb的影響時，固定Rc和UCC。Rb變化，僅對IBQ有影響，而對負載線無影響。如Rb增大，IBQ減小，工作點沿直流負載線下移；如Rb減小，IBQ增大，則工作點沿直流負載線上移，如圖6.6(a)所示。

圖6.6電路參數(shù)對Q點的影響(a)Rb變化對Q點的影響；(b)Rc變化對Q點的影響；(c)UCC變化對Q點的影響2.Rc對Q點的影響

Rc的變化，僅改變直流負載線的N點，即僅改變直流負載線的斜率。

Rc減小，N點上升，直流負載線變陡，工作點沿iB=IBQ這一條特性曲線右移。

Rc增大，N點下降，直流負載線變平坦，工作點沿iB=IBQ這一條特性曲線向左移。如圖6.6(b)所示。3.UCC對Q點的影響

UCC的變化不僅影響IBQ，還影響直流負載線，因此，UCC對Q點的影響較復雜。

UCC上升時，IBQ增大，同時直流負載線M點和N點同時增大，故直流負載線平行上移，所以工作點向右上方移動。

UCC下降，IBQ下降，同時直流負載線平行下移，所以工作點向左下方移動，如圖6.6(c)所示。實際調(diào)試中，主要通過改變電阻Rb來改變靜態(tài)工作點，而很少通過改變UCC來改變工作點。6.3共發(fā)射極放大電路的動態(tài)分析6.3.1圖解法分析動態(tài)特性通過圖解法，我們將畫出對應輸入波形時的輸出電流和輸出電壓波形。由于交流信號的加入，此時應按交流通路來考慮。如圖6.3(b)所示，交流負載R′L=Rc∥RL。在有信號作用下，三極管的工作狀態(tài)的移動不再沿著直流負載線，而是按交流負載線移動。因此，分析交流信號前，應先畫出交流負載線。1.交流負載線的作法交流負載線具有如下兩個特點：交流負載線必通過靜態(tài)工作點，因為當輸入信號ui的瞬時值為零時(忽略電容C1和C2的影響)，其電路狀態(tài)和靜態(tài)時相同。另一特點是交流負載線的斜率由R′L表示。因此，按上述兩個特點，可作出交流負載線，即過Q點作一條ΔU/ΔI=R′L的直線，就是交流負載線。

具體作法如下：首先作一條ΔU/ΔI=R’L的輔助線(此線有無數(shù)條)，然后過Q點作一條平行于輔助線的線即為交流負載線，如圖6.7所示。由于R’L=Rc∥RL，所以R’L＜Rc，故一般情況下交流負載線比直流負載線陡。交流負載線也可以通過求出在uCE坐標的截距，把兩點相連即可。由圖6.8可看出

U’CC=UCEQ+ICQR’L

連接Q點和U’CC點即為交流負載線。圖6.7交流負載線的作出

例3作出圖6.4(a)的交流負載線。已知特性曲線如圖6.4(b)所示，UCC=12V，Rc=3kΩ，RL=3kΩ，Rb=280kΩ。解：首先作出直流負載線，求出Q點，如例2所示。為方便將圖6.5(b)重畫于圖6.8。

R’L=Rc∥RL=1.5kΩ

作一條輔助線，使其

圖6.8

取ΔU=6V、ΔI=4mA，連接該兩點即為交流負載的輔助線，過Q點作輔助線的平行線，即為交流負載線?？煽闯鯱’CC=9V，與按U’CC=UCEQ+

ICR’

L=6V+2×1.5=9V相一致。2.交流波形畫出為便于理解，我們代入具體的數(shù)值進行分析。仍以例3為例，設輸入交流信號電壓ui=Uimsinωt，則基極電流將在IBQ上疊加ib，即iB=IBQ+Ibmsinωt，如電路能使Ibm=20μA，則得

iB=40μA+20sinωt（μA）從圖6.8可讀出相應的集電極電流ic和電壓uCE值。列于表2.1，畫出波形，如圖6.9所示。

表6.1圖6.9共發(fā)射極放大器各極電流電壓波形

由以上可看出，在放大電路中，三極管的輸入電壓uBE、電流iB，輸出端的電壓uCE、電流iC均含直流和交流成分。交流是由信號ui引起的，是我們感興趣的部分。直流成分是保證三極管工作在放大區(qū)不可少的。在輸入端，直流成分上疊加交流成分，然后進行放大；在輸出端，用電容將直流隔掉，取出經(jīng)放大后的交流成分。它們的關系式為UBE=UBEQ+ube=UBEQ+UbemsinωtiB=IBQ+ib=IBQ+IbmsinωtiC=ICQ+ic=ICQ+IcmsinωtuCE=UCEQ+uce=UCEQ+Ucemcosωt

由圖6.9可看出，基極、集電極電流和電壓的交流成分保持一定的相位關系。ic、ib和ube三者相位相同；uce與它們相位相反。即輸出電壓與輸入電壓相位是相反的。這是共發(fā)射極放大電路的特征之一。6.3.2放大電路的非線性失真作為對放大電路的要求，應使輸出電壓盡可能地大，但它受到三極管非線性的限制。當信號過大或者工作點選擇不合適，輸出電壓波形將產(chǎn)生失真。由于是三極管非線性引起的失真，所以稱為非線性失真。圖解法可以在特性曲線上清楚地觀察到波形的失真情況。

1.由三極管特性曲線非線性引起的失真這主要表現(xiàn)在輸入特性的起始彎曲部分，輸出特性間距不勻，當輸入信號比較大時，將使ib、uce、ic正負半周不對稱，即產(chǎn)生了非線性失真，如圖6.10所示。圖6.10三極管特性的非線性引起的失真圖6.10三極管特性的非線性引起的失真2.工作點不合適引起的失真當工作點設置過低，在輸入信號的負半周，工作狀態(tài)進入截止區(qū)，因而引起ib、iC和uCE的波形失真，稱為截止失真。由圖6.11(a)可看出，對于NPN三極管共e極放大器，截止失真時，輸出電壓uCE的波形出現(xiàn)頂部失真。圖6.11靜態(tài)工作點不合適產(chǎn)生的非線性失真

(a)截止失真；(b)飽和失真

如果工作點設置過高，在輸入信號的正半周，工作狀態(tài)進入飽和區(qū)，此時，iB繼續(xù)增大而iC不再隨之增大，因此引起iC和uCE產(chǎn)生波形失真，稱為飽和失真。由圖6.11(b)可看出，對于NPN三極管共e極放大器，當產(chǎn)生飽和失真時，輸出電壓uCE的波形出現(xiàn)底部失真。如放大電路用PNP三極管，波形失真正好相反。截止失真導致uCE底部失真；飽和失真導致uCE頂部失真。

正由于上述原因，放大電路存在最大不失真輸出電壓幅值Umax或峰—峰值電壓Up―p。最大不失真輸出電壓是指：當工作狀態(tài)已定的前提下，逐漸增大輸入信號，三極管尚沒進入截止或飽和時，輸出所能獲得的最大電壓輸出。如ui增大首先進入飽和區(qū)，則最大不失真輸出電壓受飽和區(qū)限制，Ucem=UCEQ-Uces；如首先進入截止區(qū)，則最大不失真輸出電壓受截止區(qū)限制，Ucem=ICQ·R’Ｌ，最大不失真輸出電壓值，選取其中小的一個。如圖6.12所示，ICQR’L＜(UCEQ-Uces)，所以Ucem=ICQ·R’L。圖6.12最大不失真輸出電壓

關于用圖解法分析動態(tài)特性的步驟，可歸納如下：

(1)首先作出直流負載線，求出靜態(tài)工作點Q。

(2)作出交流負載線。根據(jù)要求從交流負載線畫出電流、電壓波形，或求出最大不失真輸出電壓值。

用圖解法分析動態(tài)，可直觀地反映輸入電流與輸出電流、電壓的波形關系。形象地反映了工作點不合適引起的非線性失真，但它對交流特性的分析，如對電壓放大倍數(shù)、輸入電阻、輸出電阻的計算十分麻煩，有的根本就無能為力。所以圖解法主要用來分析信號的非線性失真和大信號工作狀態(tài)(其它方法不能用)。至于對交流特性的分析多采用微變等效電路法。6.3.3簡化微變等效電路分析法

1.BJT的等效電路前面介紹的計算法和圖解法是分析放大電路的兩個基本方法。計算法的特點是簡捷，圖解法的特點是直觀。但在分析多級放大器，尤其是帶負反饋的放大器時，還要考慮到各級之間的相互影響，需要計算各級放大電路的輸入電阻、輸出電阻及放大倍數(shù)，這時僅僅依靠前面敘述的基本方法還有一定的困難，因此有必要進一步掌握BJT的微變等效電路的計算方法。

微變等效電路法的主要思路，就是設法將一個非線性的BJT元件用一個線性電路來等效，這樣就可以很方便地運用線性電路的計算方法來分析放大器了。所謂等效，就是指在一定的條件下，兩種不同的事物在外觀上或?qū)嵸|(zhì)上具有相同的效果。對于BJT而言，其等效的條件就是“輸入、輸出信號都比較小”，即工作在小信號下。我們知道，一只晶體管總是由輸入回路和輸出回路兩部分組成，如圖6.13(a)所示。

與輸入回路相對應的是BJT的輸入特性曲線，如圖6.13(c)所示；與輸出回路相對應的是BJT的輸出特性曲線，如圖6.13(d)所示。所以，討論BJT的等效電路就要從它的特性曲線著手。

圖6.13BJT的等效電路的導出1)BJT輸入回路的等效電路

BJT的輸入端b、e極之間可以等效為一個電阻rbe，稱為BJT的輸入電阻，見圖6.13(b)的左邊。由BJT的輸入特性曲線分析知道，rbe是一個非線性電阻，但如果當輸入信號電壓ΔUBE很小時，基極電流變化范圍ΔIB也很小，這時可將輸入特性曲線上工作點Q附近的一小段曲線用一直線來代替，由此求得(6―5)

并可近似認為rbe是一個線性電阻，如圖6.13(c)所示。在常溫小信號下

一般情況下，當IE=1mA~2mA時，小功率BJT的rbe≈1kΩ左右。rbb′是基區(qū)體電阻，低頻管的rbb′=300Ω，高頻小功率管的為幾十歐到一百歐。本書一般采用rbb′=300Ω。(6―6)2)BJT輸出回路的等效電路

BJT的輸出特性盡管比較復雜，但只要抓住它的電流放大這個最本質(zhì)的一環(huán)，就抓住了問題的根本?；谶@樣的認識，我們略去輸出特性上的一些次要因素，將特性曲線近似為一組水平的直線，就可認為iC只受iB的控制，而與uCE無關了，即可認為iC具有恒流ΔIC=βΔIB的特性，如圖6.13(d)所示。當BJT輸出端c、e極之間的變化電壓ΔUCE很小時，工作點Q附近的輸出特性曲線是可以作此近似的。這樣，就可將BJT的輸出回路等效為一個恒流源ΔIC=βΔIB，見圖6.13(b)的右邊。

需要指出的是：

(1)等效電流源不是一個獨立電源，它是在進行電路分析時虛擬出來的，是受輸入電流ΔIB控制的，當ΔIB=0(ΔUBE=0)時，等效電流源就不存在了，所以稱此為受控電源。

(2)等效電流源的流向是由、的假定正方向決定的，如圖6.13(b)所示。

3)BJT的簡化等效電路(稱h參數(shù)等效電路)

如前所述，一個非線性的BJT元件，在小信號條件下可以用一個線性電路來替代，BJT的簡化等效電路如圖6.14所示。

BJT的簡化等效電路又稱h參數(shù)等效電路。在h參數(shù)中，rbe用hie表示，β用hfe表示。h參數(shù)中的第二個下標“e”表示在共e極電路中(若第二個下標為“b”或“c”，則表示在共b極或共c極電路中)。圖6.14BJT的h參數(shù)等效電路4)簡述BJTh參數(shù)等效電路當BJT處于共e極狀態(tài)時，其輸入回路和輸出回路的電壓、電流關系(即輸入、輸出特性)可分別用下面的二元函數(shù)來表示：

uBE=f1(iB,uCE)(6―7)iC=f2(iB,uCE)(6―8)

因為當BJT工作在小信號下時，可將Q點附近的特性曲線近似為直線(信號都用變化量來表示)，故上述關系可寫成下面的線性方程：

ΔUBE=h11ΔIB+h12ΔUCE(6―9)ΔIC=h11ΔIB+h22ΔUCE(6―10)或?qū)懗删仃囆问?6―11)

式中，四個h參數(shù)是方程的常(系)數(shù)，是對二元函數(shù)求偏導數(shù)后得到的：常數(shù)h11又記作hie，是BJT輸出端交流短路時的輸入阻抗，單位為歐姆(Ω)，也即是嚴格定義下的rbe。常數(shù)h12又記作hre，是BJT輸入端交流開路時反向電壓傳輸比(無量綱)。常數(shù)h21又記作hfe，是BJT輸出端交流短路時的電流放大系數(shù)(無量綱)，也即是嚴格定義下的β。常數(shù)iB=常數(shù)=hoeh22又記作hoe，是BJT輸入端交流開路時的輸出電導(導納)，單位為西門子(S)。習慣上，hoe也用1/rce表示。rce(=1/hoe)是BJT的輸出電阻，單位為歐姆(Ω)，一般在105Ω數(shù)量級。2.BJT電路分析法

1)畫簡化微變等效電路以共發(fā)射極基本放大電路為例，并將其電路圖重新畫在圖6.15(a)中。首先要指出的是，等效電路是在變化量的基礎上推導出來的，目的是幫助我們?nèi)シ治鯞JT在小信號時的工作狀況，所以我們可以先畫出放大電路的交流通道，如圖6.15(b)所示，然后將圖6.15(b)中的BJT用簡化等效電路來代替，如圖6.15(c)所示。由于在分析及測試時經(jīng)常用正弦波作為輸入量，所以圖中的電壓和電流都采用復數(shù)符號表示。2)求電壓放大倍數(shù)由圖6.15(c)可求得“-”號表示與反相。式中，圖6.15共發(fā)射極基本放大電路的簡化微變等效電路

(a)電路圖；(b)交流通道；(c)簡化微變等效電路圖6.15共發(fā)射極基本放大電路的簡化微變等效電路

(a)電路圖；(b)交流通道；(c)簡化微變等效電路

需要注意的是電壓放大倍數(shù)與β和靜態(tài)工作點的關系。當工作點較低時，

且β1，所以

,代入公式(6―12)得

電壓放大倍數(shù)與β無關，而與靜態(tài)工作點的電流IEQ呈線性關系。增加IEQ，也將隨著增大。

3)求輸入電阻和輸出電阻

(1)輸入電阻ri和輸出電阻ro的概念。與電壓放大倍數(shù)

一樣，輸入電阻ri、輸出電阻ro也是衡量放大器性能的重要指標。為幫助我們理解ri、ro，下面先忽略電路中所有電抗元件的作用，將放大器等效為如圖6.16所示的電路。①輸入電阻ri。一個放大器總是要從輸入信號源處或前一級的放大電路處取得電流的，所以，對于信號源(或前級放大電路)來說，放大器就相當于一個負載電阻，這個負載電阻就是放大器的輸入電阻ri。由圖6.16可知，ri就是從放大器的輸入端A、B兩端向右邊看進去的等效電阻，即(6―13)(6―14)

圖6.16放大器的等效電路②輸出電阻ro。對于負載電阻RL或后一級的放大電路來說，放大器相當于是一個有內(nèi)阻的信號源，這個內(nèi)阻就是放大器的輸出電阻ro。由圖6.16可知，ro就是從放大器的輸出端(C、D兩端)向左邊看進去的戴維南等效電阻，其定義為(6―15)

求ro的方法有：方法一：按定義求得。按照ro的定義，令信號源短路()，保留其內(nèi)阻Rs，將負載開路(RL=∞)，在放大器的輸出端外加一電壓，如圖6.17所示，求出相應的，代入式(6―15)中，即可求得ro。

圖6.17求放大器的輸出電阻

方法二：通過實驗的方法求得。在圖6.15的電路中：第一步：測出放大器空載(RL=∞)時的輸出電壓。第二步，測出放大器帶負載RL時的輸出電壓因為(6―16)

故可由式(6―16)求得(6―17)

由式(6―17)及圖6.16可知：①當RL=∞(輸出端開路，或稱放大器空載)時，。②當RL≠∞(稱放大器帶負載RL)時，。這時由于ro的存在，使輸出電流在ro上產(chǎn)生了電壓，即(6―18)(2)利用微變等效電路計算輸入電阻ri和輸出電阻ro。由上面分析知道，輸入電阻ri是從放大電路的輸入端向右邊看進去的等效電阻，輸出電阻ro是放大電路開路時從輸出端向左邊看進去的等效電阻。因此，由圖6.15(c)可求得：當Rb>>rbe時(6―19)(6―20)

式中，rce是BJT的輸出電阻(在BJT完整的h參數(shù)等效電路中，rce=1/hoe)，數(shù)值很大，一般在10kΩ~200kΩ之間。

4)當信號源具有內(nèi)阻Rs時，求電壓放大倍數(shù)式(6―12)所表示的

是指放大電路輸出端電壓對輸入端電壓的放大倍數(shù)。

先畫出簡化微變等效電路，如圖6.18(b)所示。由圖(b)得到因為所以(6―21)

式(6―21)是求的一般式。當rbe<<Rb時，ri=Rb∥rbe≈rbe，則式中“-”號表示與反相。圖6.18信號源有內(nèi)阻的共射放大電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路圖6.18信號源有內(nèi)阻的共射放大電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路6.4工作點穩(wěn)定的典型電路——

射極偏置電路6.4.1溫度對工作點的影響溫度升高會引起B(yǎng)JT參數(shù)的變化(ICEO↑，β↑，UBE↓)，最終導致IC升高。因為電路工作時BJT會發(fā)熱，所以，即使靜態(tài)工作點選得很好，也會因溫度T↑→ICQ↑→Q點上移→飽和失真。

為使放大器能獲得穩(wěn)定的工作點，我們可以適當?shù)剡x取反饋信號，在T↑→ICQ↑時，設法將IB↓→ICQ↓，利用IB的變化去牽制IC，近似地維持IC或IE不變，來達到工作點穩(wěn)定的目的。下面介紹一種工作點穩(wěn)定的典型電路——射極偏置電路。6.4.2射極偏置電路電路如圖6.19(a)所示。為了穩(wěn)定靜態(tài)工作點Q，畫出直流通道，如圖6.19(b)所示。

1.電路的基本特點

1)UB固定由圖6.19(b)的直流通道可知，當電路滿足條件：(6―23)(6―24)就可近似地認為UB固定不變。

圖6.19射極偏置電路

(a)電路圖；(b)直流通道2)存在直流電流負反饋由圖6.19(b)的直流通道還可知，

UE=UB-UBE(6―25)

就可認為IC近似不變，即認為IC與BJT的參數(shù)(ICEo,β,UBE)幾乎無關，因此，IC不僅很少再受溫度的影響，而且當換用β不同的管子時，Q點也近似不變，有利于批量生產(chǎn)。穩(wěn)定靜態(tài)工作點Q的物理過程：(6―26)T↑→IC↑(IE)↑→UE↑(=IE↑Re)→UBE↓(=UB(固定)-UE↑)IB↓

必須指出，這里的UBE↓→IB↓，是指溫度不變而言的，與T↑→UBE↓→IB↑→IC↑是兩個概念，不能混淆。由式(6―23)及式(6―25)知道，I2和UＢ越大，越能穩(wěn)定工作點Q，但同時也會帶來放大電路其它性能指標的下降(分析從略)，故為兼顧其它指標，一般選取

I2=(5~10)IB(6―27)UB=(5~10)UBE(6―28)2.靜態(tài)分析畫出直流通道，如圖6.19(b)所示。因為(6―29)(6―30)

故可得靜態(tài)工作點Q為3.動態(tài)分析

1)畫出簡化微變等效電路射極偏置的簡化微變等效電路如圖6.20所示。圖6.20射極偏置電路的簡化微變等效電路2)求電壓放大倍數(shù)由圖6.20可得式中，R′L=Rc∥RL；(6―31)

值得指出的是：射極電阻Re折合到基極回路時要擴大(1+β)倍，見式(6-31)，這是因為Re上流過的電流。在圖6.20微變等效電路的輸入回路中，不能錯誤地將rbe串聯(lián)Re，而應看成是rbe串聯(lián)(1+β)Re。(6―32)式中“-”號表示與反相。

由式(6―32)可知，與式(6―12)相比，電壓放大倍數(shù)u下降了，而且Re越大，u下降越多。這說明Re不僅對直流分量存在著負反饋，而且對交流分量也存在著負反饋，使BJT的交流輸入電壓也減小了。為了既能穩(wěn)定直流分量，又不致削弱交流分量，解決的辦法通常是在Re上并聯(lián)一個大電容Ce(約幾十微法~幾百微法)。利用Ce對直流近似開路，對交流近似短路這一特性，使Re對交流電流不起負反饋作用，來保證既能穩(wěn)定Q點，又不致使u下降，如圖6.21(a)所示。圖中Ce為射極旁路電容。

圖6.21有Ce的射極偏置電路(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路

圖6.21有Ce的射極偏置電路(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路

圖6.21(a)電路的簡化微變等效電路如圖(b)所示，由此等效電路可得

可以看出，在射極電阻Re兩端并聯(lián)旁路電容Ce后的電壓放大倍數(shù)，與共射極基本放大電路的公式相同，見式(6―12)。3)求輸入電阻ri和輸出電阻ro(1)求輸入電阻ri。由圖6.20得：(6―33)(6―34)

由式(6-34)可知，當射極有電阻Re后，能提高放大電路輸入電阻ri，這正是我們所希望的。放大器的輸入電阻ri越大，輸入電壓衰減小，就越接近信號源。所以，一般總希望ri盡可能高。但ri太高時容易受外界干擾，必須采取抗干擾措施。

綜上所述：

Re的存在雖然使u下降了，但能帶來提高ri的好處。

(2)求輸出電阻ro。如圖6.20簡化微變等效電路所示。因為BJT的輸出電阻rce很大，串聯(lián)Re后的電阻r’o=rce+Re更大，故可得

ro=r'o∥Rc≈Rc(6―35)

6.4.3具有電流負反饋的共射極電路在圖6.19(a)的電路中，雖然射極電阻Re對交流分量存在著負反饋，使電壓放大倍數(shù)u下降了，但是能提高放大電路的輸入阻抗ri，這是一對矛盾。如何既能提高ri，又不致使下降太多，解決的辦法是將射極電阻分成兩部分：一個較小的Rf串聯(lián)一個較大的Re，在Re兩端并聯(lián)一個旁路電容，如圖6.22(a)所示。對圖6.22(a)電路的直流通道來說，仍舊保持總的(Rf+Re)阻值不變，以此來保證靜態(tài)工作點Q的穩(wěn)定。對交流通道來說，Re被Ce交流短路，只有較小的Rf上存在著交流電流負反饋，如圖6.22(b)所示。圖6.22具有電流負反饋的共射極電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路圖6.22具有電流負反饋的共射極電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路

下面來計算一下電路的ri、ro及：由圖6.22(b)的簡化微變等效電路可得：6.5共集電極電路——射極輸出器6.5.1電路結(jié)構圖6.23是一個共集電極電路——射極輸出器。它與共發(fā)射極電路的不同之處是：c極直接接電源UCC，Re是e極負載電阻，信號電壓o是從e極輸出的，所以稱為射極輸出器。圖6.23射極輸出器6.5.2電路分析

1.靜態(tài)分析畫出直流通道，如圖6.24所示，求靜態(tài)工作點Q。由圖6.24可得：

UCC=IBRb+UBE+IEReUCC-UBE=IBRb+(1+β)IBRe

故靜態(tài)工作點Q為(6―37)(6―38)(6―39)

式(6―37)再次說明：如將射極電阻Re折合到基極回路中，則應將Re增大到(1+β)Re。

圖6.24射極輸出器的直流通道2.動態(tài)分析

1)畫出簡化微變等效電路簡化微變等效電路如圖6.25所示。由圖6.25可看出，對交流信號來說，集電極c相當于接地，輸入電壓i加在b極和接地端(c極)之間，輸出電壓o是從e極和接地端(c極)兩端取出，c極是輸入回路和輸出回路的公共端，故射極輸出器又稱為共集電極電路。圖6.25射極輸出器的簡化微變等效電路2)求電壓放大倍數(shù)u

由圖6.25可知：式中故(6―40)

一般情況下，βR’L>>rbe，所以，射極輸出器的電壓放大倍數(shù)u接近于1，而又略小于1。3)輸入電阻ri

由圖6.25可知：(6―41)一般情況下，βR’L>>rbe,β>>1(6―42)故得(6―43)

由式(6―43)可以看出，射極輸出器的輸入電阻是比較高的，一般可達到幾千歐到幾百千歐。4)輸出電阻ro

由6.3.2節(jié)知道，求ro的方法可令s短路(=0)，保留其內(nèi)阻Rs，將負載開路(RL=∞)，在放大器的輸出端外加一電壓來求。為此，可在圖6.25的基礎上畫出計算ro的等效電路，如圖6.26(a)所示。圖(a)中，D、F兩端為輸出端。為計算方便，我們對圖6.26(a)的電路再作幾次等效變換，如圖(b)、圖(c)、圖(d)所示，這樣可以避免煩瑣的計算。圖(b)中，R′s=Rs∥Rb。圖6.26求射極輸出器ro的等效電路

圖(c)中，只是將圖(b)的元件位置移動了一下。必須注意的是：流過rbe及R′s的電流是，流過Re的電流是。圖(d)中，Re≈Re∥rce。其中，rce是BJT的輸出電阻，數(shù)值很大。另外，考慮到ro應在輸出回路中求，ro上流過的電流應是，所以，要將基極回路中的電阻rbe及R′s折合到射極回路中去。當認為流過rbe及R′s的電流也是的時候，則應將(rbe+R′s)縮小到。

最后，可求得從圖(d)的輸出端D、F兩端看進去的輸出電阻ro為一般情況下故(6―45)

(6―44)

由式(6―45)可以看出，射極輸出器的輸出電阻ro是很低的，約幾十歐到幾百歐。

例7已知某射極輸出器的Rs=600Ω，rbe≈0.9kΩ，β=60,Rb=200kΩ，Re=3.9kΩ，求ro=?解：6.5.3電路的特點如前所述，射極輸出器具有以下特點：(1)輸入電阻高；(2)輸出電阻低；(3)輸出電壓與輸入電壓同相；(4)電壓放大倍數(shù)接近于1，略小于1；(5)雖無電壓放大作用，但仍具有電流放大及功率放大作用。6.5.4射極輸出器的應用由于射極輸出器有以上一些特點，使其在電子電路中應用十分廣泛。

1.利用它的輸入電阻ri高，可作為多級放大器的輸入級因為由圖6.26及式(6―14)知道，ri高能使輸入電壓接近信號源電壓。2.利用它的輸出電阻ro低，可作為多級放大器的輸出級因為由圖6.26及式(6―18)知道，ro低能使輸出電壓接近電路的開路電壓。3.作中間隔離級在多級放大器中，利用射極輸出器的ri高、ro低，可將其接在兩級共發(fā)射極放大電路的中間，作為阻抗變換用。因為當兩級共射電路連接時，其等效電路如圖6.27所示。由圖6.27可知，第二級的輸入為

而共射電路的輸出電阻

較大，輸入電阻

較小，所以會使

衰減很多。如果中間加了一級射極輸出器，由于它的ri高和ro低，可使、衰減較小，起到緩沖作用。

圖6.27兩級等效電路6.6共基極電路6.6.1電路結(jié)構共基極電路的原理圖如圖6.28所示。圖中，

、

是基極偏置電阻，為保證BJT有合適的靜態(tài)工作點Q，集電極接入電阻Rc。

圖6.28共基極電路6.6.2電路分析

1.靜態(tài)分析電路的直流通道如圖6.29所示。由圖可見，此直流通道與6.4.2節(jié)射極偏置電路的直流通道是一樣的，故靜態(tài)工作點Q的計算式也與6.4.2節(jié)相同，在此不再贅述。

圖6.29直流通道2.動態(tài)分析

1)畫交流通道交流通道如圖6.30所示。由圖可知，對于交流信號來說，基極b相當于接地，輸入電壓

加在e極和接地端(b極)之間，輸出電壓取自c極和接地端(b極)之間，b極是輸入回路和輸出回路的公共端，故此電路稱為共基極電路。圖6.30交流通道2)畫簡化微變等效電路只要將圖6.30中的BJT用簡化等效電路來替代，就可得共b極電路的簡化微變等效電路，如圖6.31所示。式中由于故可得圖6.314)輸入電阻ri

由圖6.31可求得

上式說明，將基極電阻折合到射極回路時，其阻值要縮小到。因此，輸入電阻ri為

由上式可知，共基電路的輸入電阻ri很低，一般為幾歐到十幾歐。5)輸出電阻ro

我們已經(jīng)知道，共射電路的電流放大系數(shù)為

在共基電路中，電流放大系數(shù)α為輸出電流與輸入電流之比，即

α略小于1，一般為0.98~0.99。因為.基本上不隨而變化，故共基輸出特性曲線十分平坦，BJT的輸出電阻rcb要比共射接法時BJT的輸出電阻rce還要大，故

ro=rcb∥Rc≈Rc

6.6.3三種基本組態(tài)的比較為了便于讀者掌握和比較，下面將共e極、共c極、共b極三種接法(組態(tài))的基本放大電路列于表6.2中，供選擇電路結(jié)構時參考。6.7場效應管放大電路6.7.1共源極放大電路

1.直流偏置電路及靜態(tài)分析為使交流信號能不失真地進行放大，F(xiàn)ET放大電路也要建立合適的靜態(tài)工作點Q。所不同的是，BJT是電流型控制元件，組成放大電路時，應使BJT有一定的偏置電流，以保證有合適的Q點；而FET是電壓型控制元件，組成放大電路時，

應給FET設置一定的偏置電壓，來保證合適的Q點。不同類型的FET，對偏置電壓極性的要求是不同的。常見的偏置電路有兩種：自偏壓電路及分壓式自偏壓電路。

1)自偏壓電路及靜態(tài)工作點Q(1)電路結(jié)構。耗盡型NMOS管共源極放大電路的自偏壓電路如圖6.32所示。對于耗盡型管子而言，即使在uGS=0時，也會有漏極電流iD，所以靜態(tài)時源極電壓US=IDRs。因為FET的輸入阻抗很高，IGS=0,所以

，UG≈0，柵極偏壓為圖6.32自偏壓電路UGS=UG-US=0-IDRs=-IDRs(6―46)

由于靜態(tài)的柵極偏壓UGS是由漏極電流ID流過Rs產(chǎn)生的，故稱為自偏壓電路。

(2)求靜態(tài)工作點Q。和BJT放大電路一樣，求FET放大電路的靜態(tài)工作點也有計算法和圖解法兩種方法。①計算法。可通過解聯(lián)立方程(6―47)(6―48)

求出ID、UGS(式中的IDSS和UP為已知參數(shù))，然后再求出

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)(6-49)

得到靜態(tài)工作點Q所對應的ID、UGS、UDS。②圖解法：第一，在輸出特性曲線上作直流負載線MN。根據(jù)直流負載線方程

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)

求出M點(UDS=UDD、ID=0)和N點，連接M、N兩點即為直流負載線，如圖6.33(b)所示。圖6.33自偏壓電路的靜態(tài)工作點

第二，作負載轉(zhuǎn)移特性(注意，它與管子的轉(zhuǎn)移特性不同)。據(jù)直流負載線MN與各條輸出特性曲線的交點a、b、c、d、e處的uGS及iD的值在uGS~iD的坐標平面上分別得到a′、b′、c′、d′、e′點，連接這些點就可得到負載的轉(zhuǎn)移特性，如圖6.33(a)所示。第三，在負載轉(zhuǎn)移特性曲線上作源極負載線OL。源極負載線的方程為

UGS=-IDRs

此負載線在uGS~iD坐標平面上，是一條過原點O的斜率為的直線。作圖時，可任意假設UGS為某值，例如，設UGS=-1.5V，求出這時的ID=?，然后將求得的(UGS、ID)這點與原點O相連，就是直線OL。第四，確定靜態(tài)工作點Q。源極負載線OL與轉(zhuǎn)移特性的交點就是靜態(tài)工作點Q。由圖可知，若Rs選得太大，則OL的斜率tanα將變小，導致Q點下降。第五，在轉(zhuǎn)移特性和輸出特性上求出靜態(tài)工作點Q所對應的UGS、ID和UDS的值，如圖6.33所示。

自偏壓電路的優(yōu)點是：①結(jié)構簡單。②對靜態(tài)工作點Q有自動穩(wěn)定的作用。其具體過程為：

ID↑→Us↑(=ID↑Rs)→UGS↓(=0-ID↑Rs)2)分壓式自偏壓電路及靜態(tài)工作點Q(1)電路結(jié)構。圖6.34是耗盡型NMOS管共源極放大電路分壓式自偏壓電路。電路中的

主要用來提高輸入阻抗。因為FET的輸入阻抗很高，IGS≈0，所以使

，故(6―50)柵極偏壓為(6―51)圖6.34分壓式自偏壓電路(2)求靜態(tài)工作點Q：①計算法?？赏ㄟ^解聯(lián)立方程

求出ID、UGS，然后再求出

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)

得到靜態(tài)工作點Q所對應的ID、UGS、UDS。

例8分壓式自偏壓共源極放大電路如圖6.35所示。圖中，3DO1為耗盡型NMOS管，其UP=-0.8V，IDSS=0.18mA，求靜態(tài)工作點Q。解：據(jù)式(6―50)求出圖6.35例8的電路

在式(6―51)中，如果UG>>|UGS|，則UGS被忽略，為故得靜態(tài)工作點Q為：ID≈0.48mA,UDS=13.4V。

當式(6―51)中，UGS不能忽略時，則可解聯(lián)立方程將數(shù)據(jù)代入上式后可得：

由此解得Q點的ID=0.45mA、UGS=+0.4V、UDS=14.1V?？梢?，此結(jié)果與上述忽略UGS后的近似結(jié)果相近。②圖解法。利用圖解法求Q點時，源極負載線方程為式(6―51)，故此時源極負載線不再通過uGS~iD坐標系的原點，而是通過點：的直線。其它過程與自偏壓電路相同，不再贅述。2.簡化微變等效電路及動態(tài)分析

1)場效應管的簡化微變等效電路與BJT一樣，在輸入為小信號的條件下，一個非線性的FET器件，也可以用一個線性電路來等效。下面我們僅討論FET的簡化微變等效電路。對于FET的輸入回路：由于FET的輸入電阻rgs極大，輸入端沒有電流，故輸入端G、S極間可視為開路。對于FET的輸出回路：由5.4.2節(jié)知道，管子的跨導

另由5.4.2節(jié)中的輸出特性曲線可知，當FET工作在恒流區(qū)(飽和區(qū))時，iD幾乎不隨uDS而變化，僅取決于uGS的值(即iD幾乎是恒定的，相當于一個電流源)。因為在放大電路中，F(xiàn)ET都工作在輸出特性曲線的線性放大區(qū)，即恒流區(qū)，故當信號為正弦量時，常數(shù)2)簡化微變等效電路及動態(tài)分析

(1)畫共源極放大電路的簡化微變等效電路。圖6.36是圖6.34分壓式自偏壓共源極放大電路的簡化微變等效電路。

(2)求電壓放大倍數(shù)u。由圖6.37可知式中，故(6-52)(3)求輸入電阻ro。由圖6.37可得(6-53)

例9畫出圖6.33源極有反饋電阻Rf的共源極放大電路的簡化微變等效電路。當gm=0.7mA/V時，求電壓放大倍數(shù)

，并求輸入電阻ri和輸出電阻ro。解：源極有Rf的共源簡化微變等效電路如圖6.38所示。圖6.38源極有Rf的共源簡化微變等效電路

由圖6.38可知：式中，故(6―55)(6―56)

式(6―56)中，可以用電阻單位，以便于運算。

在本例中，6.7.2共漏極放大電路——源極輸出器

1.電路結(jié)構圖6.39是一個共漏極放大電路——源極輸出器。因為輸出電壓是從源極輸出的，故稱為源極輸出器，類似于BJT的射極輸出器。

圖6.39源極輸出器2.靜態(tài)分析求靜態(tài)工作點Q的方法同前。如果忽略UGS，則得

故得靜態(tài)工作點Q為

Id=0.2mAUDS=9.6V

當UGS不能忽略時，則要解聯(lián)立方程。這里不再贅述。3.動態(tài)分析

1)畫簡化微變等效電路源極輸出器的簡化微變等效電路，如圖6.40所示。由圖可以看出，對交流信號來說，漏極D相當于接地，D極是輸入、輸出回路的公共端，故源極輸出器又稱為共漏極放大電路。圖6.40源極輸出器的簡化微變等效電路2)求電壓放大倍數(shù)

由圖6.40可知(6―57)

本例中，若gm=2mA/V，則可求得

R′L=12kΩ∥12kΩ=6kΩ

將上述結(jié)果代入式(6―57)

Au=0.92

3)求輸入電阻ri

由圖6.40可知，輸入電阻ri為本例中，圖6.41求ro的等效電路4)求輸出電阻ro

可據(jù)6.2.2節(jié)中輸出電阻的定義求得輸出電阻ro。令，保留其內(nèi)阻R′s，斷開負載RL，并假定在輸出端外加一電壓，如圖6.41所示。求出從輸出端流入放大電路的電流為因為故

可得

本例中，6.8多級放大器6.8.1概述在實際應用中，往往需要把微弱的毫伏或微伏級輸入信號放大到足夠大的輸出信號，例如，放大幾千倍、甚至幾萬倍，以推動負載工作。因為單級放大電路的放大倍數(shù)只有幾十~一百多倍，輸出的電壓和功率不大，所以需要采用多級放大電路。一般多級放大電路的框圖如圖6.42所示。圖6.42多級放大電路的框圖

多級放大電路各級之間的耦合(即連接)方式一般有三種：阻容(電阻、電容)耦合，例如圖6.43所示；直接耦合，例如圖6.44所示；變壓器耦合，例如圖6.45所示。其中，阻容耦合電路用于分立元件放大電路。直接耦合電路用于集成放大器中。

圖6.43阻容耦合電路圖6.44直接耦合電路

圖6.45變壓器耦合電路6.8.2動態(tài)參數(shù)的計算

1.電壓放大倍數(shù)u的計算多級放大電路，例如，一個最簡單的兩級放大電路，其兩級等效電路如6.5.4節(jié)中圖6.27所示。由圖可知，不論是哪種耦合方式，也不論是何種組合狀態(tài)的電路，對交流信號而言，前級的輸出信號，就是后級的輸入信號

，即；而后級的輸入電阻

，就是前級的負載電阻

，即

第一級放大倍數(shù)為

第二級放大倍數(shù)為因為所以，可求得總的電壓放大倍數(shù)為

若將上述結(jié)果推廣到n級放大電路，其總的電壓放大倍數(shù)就是各級電壓放大倍數(shù)的乘積，即(6―60)2.輸入電阻ri和輸出電阻ro

多級放大電路的輸入電阻ri，就是第一級放大電路的輸入電阻

，即(6―61)

多級放大電路的輸出電阻ro，就是最后一級(例如n級)放大電路的輸出電阻

，即(6―62)

例10兩級阻容耦合放大電路，如圖6.46所示。求：

(1)各級的靜態(tài)工作點；

(2)簡化微變等效電路；

(3)各級輸入電阻和輸出電阻；

(4)各級電壓放大倍數(shù)和兩級總的電壓放大倍數(shù)(設信號源s的內(nèi)阻Rs=0)。

(5)如果信號源內(nèi)阻Rs=100Ω，試問當信號電壓

=1mV(有效值)時，放大電路的輸出電壓為多大?

圖6.46例10的電路圖6.476.9放大電路的頻率特性6.9.1頻率特性的基本概念

1.舉例說明圖6.48(a)是一個相位超前的RC電路，或稱RC高通電路，也是放大電路中常見的阻容耦合電路。

(1)當

的頻率很高時：圖6.48(2)當?shù)念l率很低時：2.頻率特性的定性分析

1)概述放大器的輸入、輸出信號往往含有豐富的頻率。例如，測量儀表中的輸入信號，廣播中的語言和音樂信號，電視中的圖像和伴音信號，數(shù)字系統(tǒng)中的脈沖信號，等等。而放大電路一般都有電抗性元件(電容、電感、分布電容、分布電感)，

其電抗值會隨著信號頻率的變化而變化，例如，當ω很高時，；當ω很低時，，使放大器的性能指標也跟著變化，甚至使輸出波形產(chǎn)生失真。2)頻率特性我們將放大電路對不同頻率的正弦信號的穩(wěn)態(tài)響應特性，稱為頻率響應特性，簡稱頻率特性。頻率特性的數(shù)學表達式為(6―63)(6―64)

式中，Au(f)或Au(ω)表示電壓放大倍數(shù)的模和頻率f的關系，稱為“幅頻特性”；φ(f)或φ(ω)表示放大電路輸出電壓與輸入電壓之間的相位差φ與頻率f的關系，稱為“相頻特性”，頻率特性包含幅頻和相頻兩個特性。3)通頻帶工程上規(guī)定，當Au下降到中頻區(qū)放大倍數(shù)AuM的倍時，所對應的低頻頻率和高頻頻率，分別稱為下限頻率fL和上限頻率fH。fL與fH之間的頻率范圍，稱為通頻帶，或稱帶寬，用符號fBW表示，如圖6.49(b)所示。一般，fH>>fL，故

fBW=fH-fL≈fH(6―65)fBW是放大電路頻率特性的一項技術指標。4)單級阻容耦合放大電路的頻率特性曲線圖6.49(a)是考慮了電抗元件時的單級共射極阻容耦合放大電路。圖6.49(b)是它的幅頻特性曲線。由幅頻特性可見，在一個較寬的頻率范圍內(nèi)，即中頻區(qū)內(nèi)，曲線是平坦的，放大倍數(shù)uM不隨f而變化，而在低頻區(qū)和高頻區(qū)，u都將有所下降。圖6.49考慮電抗元件的單級阻容耦合放大電路

(a)電路圖；(b)幅頻特性；(c)相頻特性

圖6.49(b)是它的幅頻特性曲線。由幅頻特性可見，在一個較寬的頻率范圍內(nèi)，即中頻區(qū)內(nèi)，曲線是平坦的，放大倍數(shù)

不隨f而變化，而在低頻區(qū)和高頻區(qū)，

都將有所下降。圖6.49(c)是它的相頻特性曲線。由相頻特性曲線可見，輸出電