《計(jì)算機(jī)電子電路技術(shù)-電路與模擬電子部分》課件第6章 放大電路分析基礎(chǔ)

第6章放大電路分析基礎(chǔ)6.1放大電路工作原理6.2共發(fā)射極放大電路的靜態(tài)分析6.3共發(fā)射極放大電路的動(dòng)態(tài)分析6.4工作點(diǎn)穩(wěn)定的典型電路——射極偏置電路6.5共集電極電路——射極輸出器6.6共基極電路6.7場效應(yīng)管放大電路6.8多級放大器6.9放大電路的頻率特性6.1放大電路工作原理6.1.1放大電路的組成原理

(1）必須保證BJT工作在放大區(qū)

（2）必須保證信號的放大圖6.1中使用兩個(gè)電源UBB和UCC，給使用者帶來不便，為此，常采用單電源，即將Rb接至UCC，如圖6.2(a)所示。習(xí)慣畫法如圖6.2(b)所示。圖6.1共發(fā)射極基本放大電路6.1.2直流通路和交流通路輸入信號為零時(shí)，電路只有直流通路，當(dāng)考慮信號的放大時(shí)，我們應(yīng)考慮電路的交流通路。所以，在分析、計(jì)算具體放大電路前，應(yīng)分清放大電路的交、直流通路。由于放大電路中存在著電抗元件，所以直流通路和交流通路不相同。對于直流通路來說，電容被視為開路，電感被視為短路；對于交流通路，電容和電感應(yīng)作為電抗元件處理，當(dāng)其電抗與所在回路的串聯(lián)電阻相比可忽略其作用時(shí)，電容一般按短路處理，電感按開路處理。直流電源因?yàn)槠鋬啥穗妷褐倒潭ú蛔儯瑑?nèi)阻視為零，故在畫交流通路時(shí)也按短路處理。圖6.2單電源共發(fā)射極放大電路

圖6.3(a)、(b)是對圖6.2按上述原則考慮后的直流通路和交流通路。放大電路的分析，包含兩個(gè)部分：

(1)直流分析。又稱為靜態(tài)分析，主要求出電路的直流工作狀態(tài)，即求出基極直流電流IB；集電極直流電流IC；集電極與射極間直流電壓UCE。

(2)交流分析。又稱動(dòng)態(tài)分析，主要求出電壓放大倍數(shù)、輸入電阻、輸出電阻等。圖6.3基本共發(fā)射極電路的交、直流通路

(a)直流通路；(b)交流通路6.2共發(fā)射極放大電路的靜態(tài)分析6.2.1解析法確定靜態(tài)工作點(diǎn)根據(jù)放大電路的直流通路，可以估算出該放大電路的靜態(tài)工作點(diǎn)。由圖6.3(a)，首先由基極回路求出靜態(tài)時(shí)基極電流IBQ：(6―1)

由于晶體三極管導(dǎo)通時(shí)，UBE變化很小，可視為常數(shù)，一般

硅管UBE=0.6V~0.8V，取0.7V

鍺管UBE=0.1V~0.3V，取0.2V

當(dāng)UCC、Rb已知，由(6―1)式可求出IBQ。根據(jù)三極管各極電流關(guān)系，可求出靜態(tài)工作點(diǎn)的集電極電流ICQ。

ICQ=βIBQ(6―3)

再根據(jù)集電極輸出回路可求出UCEQUCEQ=UCC-ICRc(6―4)

例1估算圖6.2放大電路的靜態(tài)工作點(diǎn)。設(shè)UCC=12V，Rc=3kΩ，Rb=280kΩ，β=50。解：根據(jù)公式(6―1)、(6―3)、(6―4)得6.2.2圖解法確定靜態(tài)工作點(diǎn)三極管電流、電壓關(guān)系可用其輸入特性曲線和輸出特性曲線表示。我們可以在特性曲線上直接用作圖的方法來確定靜態(tài)工作點(diǎn)。將圖6.3(a)直流通路，改畫成圖6.4(a)，由圖中的a、b兩端向左看，其iC~uCE關(guān)系由三極管中iB=IBQ的輸出特性曲線確定，其

，如圖6.4(b)所示。由圖中的a、b兩端向右看，電流iC與uCE關(guān)系由回路的電壓方程表示：

uCE=UCC-iCRc

令iC=0，uCE=UCC，得M點(diǎn)；令uCE=0,

，得N點(diǎn)。將M、N兩點(diǎn)連接起來，即得一條直線，稱為直流負(fù)載線，它反映了直流電流、電壓與負(fù)載電阻Rc的關(guān)系。圖6.4靜態(tài)工作點(diǎn)的圖解法

由于在同一回路中只有一個(gè)iC值和uCE值，即iC、uCE既要滿足圖6.4(b)所示的輸出特性，又要滿足圖6.4(c)所示的直流負(fù)載線，所以電路的直流工作狀態(tài)，必然是IB=IBQ的特性曲線和直流負(fù)載線的交點(diǎn)，只要知道IBQ即可，一般通過(6―2)式可直接求出，Q點(diǎn)的確定如圖6.4(d)所示。

由上可得出用圖解法求Q點(diǎn)的步驟：

(1)在輸出特性曲線坐標(biāo)中，按直流負(fù)載線方程uCE=UCC-iCRe，作出直流負(fù)載線。

(2)由基極回路求出IBQ。

(3)找出iB=IBQ這一條輸出特性曲線，與直流負(fù)載線的交點(diǎn)即為Q點(diǎn)。讀出Q點(diǎn)坐標(biāo)的電流、電壓值即為所求。例2如圖6.5(a)電路，已知Rb=280kΩ，Rc=3kΩ，UCC=12V，三極管的輸出特性曲線如圖6.5(b)，試用圖解法確定靜態(tài)工作點(diǎn)。圖6.5例2電路圖

解：首先寫出直流負(fù)載方程，并作出直流負(fù)載線：連接這兩點(diǎn)，即得直流負(fù)載線。然后，由基極輸入回路，計(jì)算IBQ

直流負(fù)載線與iB=IBQ=40μA這一條特性曲線的交點(diǎn)，即為Q點(diǎn)，從圖上查出IBQ=40μA，ICQ=2mA，UCEQ=6V，與例1結(jié)果一致。6.2.3電路參數(shù)對靜態(tài)工作點(diǎn)的影響

1.Rb對Q點(diǎn)的影響為明確元件參數(shù)對Q點(diǎn)的影響，當(dāng)討論Rb的影響時(shí)，固定Rc和UCC。Rb變化，僅對IBQ有影響，而對負(fù)載線無影響。如Rb增大，IBQ減小，工作點(diǎn)沿直流負(fù)載線下移；如Rb減小，IBQ增大，則工作點(diǎn)沿直流負(fù)載線上移，如圖6.6(a)所示。

圖6.6電路參數(shù)對Q點(diǎn)的影響(a)Rb變化對Q點(diǎn)的影響；(b)Rc變化對Q點(diǎn)的影響；(c)UCC變化對Q點(diǎn)的影響2.Rc對Q點(diǎn)的影響

Rc的變化，僅改變直流負(fù)載線的N點(diǎn)，即僅改變直流負(fù)載線的斜率。

Rc減小，N點(diǎn)上升，直流負(fù)載線變陡，工作點(diǎn)沿iB=IBQ這一條特性曲線右移。

Rc增大，N點(diǎn)下降，直流負(fù)載線變平坦，工作點(diǎn)沿iB=IBQ這一條特性曲線向左移。如圖6.6(b)所示。3.UCC對Q點(diǎn)的影響

UCC的變化不僅影響IBQ，還影響直流負(fù)載線，因此，UCC對Q點(diǎn)的影響較復(fù)雜。

UCC上升時(shí)，IBQ增大，同時(shí)直流負(fù)載線M點(diǎn)和N點(diǎn)同時(shí)增大，故直流負(fù)載線平行上移，所以工作點(diǎn)向右上方移動(dòng)。

UCC下降，IBQ下降，同時(shí)直流負(fù)載線平行下移，所以工作點(diǎn)向左下方移動(dòng)，如圖6.6(c)所示。實(shí)際調(diào)試中，主要通過改變電阻Rb來改變靜態(tài)工作點(diǎn)，而很少通過改變UCC來改變工作點(diǎn)。6.3共發(fā)射極放大電路的動(dòng)態(tài)分析6.3.1圖解法分析動(dòng)態(tài)特性通過圖解法，我們將畫出對應(yīng)輸入波形時(shí)的輸出電流和輸出電壓波形。由于交流信號的加入，此時(shí)應(yīng)按交流通路來考慮。如圖6.3(b)所示，交流負(fù)載R′L=Rc∥RL。在有信號作用下，三極管的工作狀態(tài)的移動(dòng)不再沿著直流負(fù)載線，而是按交流負(fù)載線移動(dòng)。因此，分析交流信號前，應(yīng)先畫出交流負(fù)載線。1.交流負(fù)載線的作法交流負(fù)載線具有如下兩個(gè)特點(diǎn)：交流負(fù)載線必通過靜態(tài)工作點(diǎn)，因?yàn)楫?dāng)輸入信號ui的瞬時(shí)值為零時(shí)(忽略電容C1和C2的影響)，其電路狀態(tài)和靜態(tài)時(shí)相同。另一特點(diǎn)是交流負(fù)載線的斜率由R′L表示。因此，按上述兩個(gè)特點(diǎn)，可作出交流負(fù)載線，即過Q點(diǎn)作一條ΔU/ΔI=R′L的直線，就是交流負(fù)載線。

具體作法如下：首先作一條ΔU/ΔI=R’L的輔助線(此線有無數(shù)條)，然后過Q點(diǎn)作一條平行于輔助線的線即為交流負(fù)載線，如圖6.7所示。由于R’L=Rc∥RL，所以R’L＜Rc，故一般情況下交流負(fù)載線比直流負(fù)載線陡。交流負(fù)載線也可以通過求出在uCE坐標(biāo)的截距，把兩點(diǎn)相連即可。由圖6.8可看出

U’CC=UCEQ+ICQR’L

連接Q點(diǎn)和U’CC點(diǎn)即為交流負(fù)載線。圖6.7交流負(fù)載線的作出

例3作出圖6.4(a)的交流負(fù)載線。已知特性曲線如圖6.4(b)所示，UCC=12V，Rc=3kΩ，RL=3kΩ，Rb=280kΩ。解：首先作出直流負(fù)載線，求出Q點(diǎn)，如例2所示。為方便將圖6.5(b)重畫于圖6.8。

R’L=Rc∥RL=1.5kΩ

作一條輔助線，使其

圖6.8

取ΔU=6V、ΔI=4mA，連接該兩點(diǎn)即為交流負(fù)載的輔助線，過Q點(diǎn)作輔助線的平行線，即為交流負(fù)載線?？煽闯鯱’CC=9V，與按U’CC=UCEQ+

ICR’

L=6V+2×1.5=9V相一致。2.交流波形畫出為便于理解，我們代入具體的數(shù)值進(jìn)行分析。仍以例3為例，設(shè)輸入交流信號電壓ui=Uimsinωt，則基極電流將在IBQ上疊加ib，即iB=IBQ+Ibmsinωt，如電路能使Ibm=20μA，則得

iB=40μA+20sinωt（μA）從圖6.8可讀出相應(yīng)的集電極電流ic和電壓uCE值。列于表2.1，畫出波形，如圖6.9所示。

表6.1圖6.9共發(fā)射極放大器各極電流電壓波形

由以上可看出，在放大電路中，三極管的輸入電壓uBE、電流iB，輸出端的電壓uCE、電流iC均含直流和交流成分。交流是由信號ui引起的，是我們感興趣的部分。直流成分是保證三極管工作在放大區(qū)不可少的。在輸入端，直流成分上疊加交流成分，然后進(jìn)行放大；在輸出端，用電容將直流隔掉，取出經(jīng)放大后的交流成分。它們的關(guān)系式為UBE=UBEQ+ube=UBEQ+UbemsinωtiB=IBQ+ib=IBQ+IbmsinωtiC=ICQ+ic=ICQ+IcmsinωtuCE=UCEQ+uce=UCEQ+Ucemcosωt

由圖6.9可看出，基極、集電極電流和電壓的交流成分保持一定的相位關(guān)系。ic、ib和ube三者相位相同；uce與它們相位相反。即輸出電壓與輸入電壓相位是相反的。這是共發(fā)射極放大電路的特征之一。6.3.2放大電路的非線性失真作為對放大電路的要求，應(yīng)使輸出電壓盡可能地大，但它受到三極管非線性的限制。當(dāng)信號過大或者工作點(diǎn)選擇不合適，輸出電壓波形將產(chǎn)生失真。由于是三極管非線性引起的失真，所以稱為非線性失真。圖解法可以在特性曲線上清楚地觀察到波形的失真情況。

1.由三極管特性曲線非線性引起的失真這主要表現(xiàn)在輸入特性的起始彎曲部分，輸出特性間距不勻，當(dāng)輸入信號比較大時(shí)，將使ib、uce、ic正負(fù)半周不對稱，即產(chǎn)生了非線性失真，如圖6.10所示。圖6.10三極管特性的非線性引起的失真圖6.10三極管特性的非線性引起的失真2.工作點(diǎn)不合適引起的失真當(dāng)工作點(diǎn)設(shè)置過低，在輸入信號的負(fù)半周，工作狀態(tài)進(jìn)入截止區(qū)，因而引起ib、iC和uCE的波形失真，稱為截止失真。由圖6.11(a)可看出，對于NPN三極管共e極放大器，截止失真時(shí)，輸出電壓uCE的波形出現(xiàn)頂部失真。圖6.11靜態(tài)工作點(diǎn)不合適產(chǎn)生的非線性失真

(a)截止失真；(b)飽和失真

如果工作點(diǎn)設(shè)置過高，在輸入信號的正半周，工作狀態(tài)進(jìn)入飽和區(qū)，此時(shí)，iB繼續(xù)增大而iC不再隨之增大，因此引起iC和uCE產(chǎn)生波形失真，稱為飽和失真。由圖6.11(b)可看出，對于NPN三極管共e極放大器，當(dāng)產(chǎn)生飽和失真時(shí)，輸出電壓uCE的波形出現(xiàn)底部失真。如放大電路用PNP三極管，波形失真正好相反。截止失真導(dǎo)致uCE底部失真；飽和失真導(dǎo)致uCE頂部失真。

正由于上述原因，放大電路存在最大不失真輸出電壓幅值Umax或峰—峰值電壓Up―p。最大不失真輸出電壓是指：當(dāng)工作狀態(tài)已定的前提下，逐漸增大輸入信號，三極管尚沒進(jìn)入截止或飽和時(shí)，輸出所能獲得的最大電壓輸出。如ui增大首先進(jìn)入飽和區(qū)，則最大不失真輸出電壓受飽和區(qū)限制，Ucem=UCEQ-Uces；如首先進(jìn)入截止區(qū)，則最大不失真輸出電壓受截止區(qū)限制，Ucem=ICQ·R’Ｌ，最大不失真輸出電壓值，選取其中小的一個(gè)。如圖6.12所示，ICQR’L＜(UCEQ-Uces)，所以Ucem=ICQ·R’L。圖6.12最大不失真輸出電壓

關(guān)于用圖解法分析動(dòng)態(tài)特性的步驟，可歸納如下：

(1)首先作出直流負(fù)載線，求出靜態(tài)工作點(diǎn)Q。

(2)作出交流負(fù)載線。根據(jù)要求從交流負(fù)載線畫出電流、電壓波形，或求出最大不失真輸出電壓值。

用圖解法分析動(dòng)態(tài)，可直觀地反映輸入電流與輸出電流、電壓的波形關(guān)系。形象地反映了工作點(diǎn)不合適引起的非線性失真，但它對交流特性的分析，如對電壓放大倍數(shù)、輸入電阻、輸出電阻的計(jì)算十分麻煩，有的根本就無能為力。所以圖解法主要用來分析信號的非線性失真和大信號工作狀態(tài)(其它方法不能用)。至于對交流特性的分析多采用微變等效電路法。6.3.3簡化微變等效電路分析法

1.BJT的等效電路前面介紹的計(jì)算法和圖解法是分析放大電路的兩個(gè)基本方法。計(jì)算法的特點(diǎn)是簡捷，圖解法的特點(diǎn)是直觀。但在分析多級放大器，尤其是帶負(fù)反饋的放大器時(shí)，還要考慮到各級之間的相互影響，需要計(jì)算各級放大電路的輸入電阻、輸出電阻及放大倍數(shù)，這時(shí)僅僅依靠前面敘述的基本方法還有一定的困難，因此有必要進(jìn)一步掌握BJT的微變等效電路的計(jì)算方法。

微變等效電路法的主要思路，就是設(shè)法將一個(gè)非線性的BJT元件用一個(gè)線性電路來等效，這樣就可以很方便地運(yùn)用線性電路的計(jì)算方法來分析放大器了。所謂等效，就是指在一定的條件下，兩種不同的事物在外觀上或?qū)嵸|(zhì)上具有相同的效果。對于BJT而言，其等效的條件就是“輸入、輸出信號都比較小”，即工作在小信號下。我們知道，一只晶體管總是由輸入回路和輸出回路兩部分組成，如圖6.13(a)所示。

與輸入回路相對應(yīng)的是BJT的輸入特性曲線，如圖6.13(c)所示；與輸出回路相對應(yīng)的是BJT的輸出特性曲線，如圖6.13(d)所示。所以，討論BJT的等效電路就要從它的特性曲線著手。

圖6.13BJT的等效電路的導(dǎo)出1)BJT輸入回路的等效電路

BJT的輸入端b、e極之間可以等效為一個(gè)電阻rbe，稱為BJT的輸入電阻，見圖6.13(b)的左邊。由BJT的輸入特性曲線分析知道，rbe是一個(gè)非線性電阻，但如果當(dāng)輸入信號電壓ΔUBE很小時(shí)，基極電流變化范圍ΔIB也很小，這時(shí)可將輸入特性曲線上工作點(diǎn)Q附近的一小段曲線用一直線來代替，由此求得(6―5)

并可近似認(rèn)為rbe是一個(gè)線性電阻，如圖6.13(c)所示。在常溫小信號下

一般情況下，當(dāng)IE=1mA~2mA時(shí)，小功率BJT的rbe≈1kΩ左右。rbb′是基區(qū)體電阻，低頻管的rbb′=300Ω，高頻小功率管的為幾十歐到一百歐。本書一般采用rbb′=300Ω。(6―6)2)BJT輸出回路的等效電路

BJT的輸出特性盡管比較復(fù)雜，但只要抓住它的電流放大這個(gè)最本質(zhì)的一環(huán)，就抓住了問題的根本?；谶@樣的認(rèn)識，我們略去輸出特性上的一些次要因素，將特性曲線近似為一組水平的直線，就可認(rèn)為iC只受iB的控制，而與uCE無關(guān)了，即可認(rèn)為iC具有恒流ΔIC=βΔIB的特性，如圖6.13(d)所示。當(dāng)BJT輸出端c、e極之間的變化電壓ΔUCE很小時(shí)，工作點(diǎn)Q附近的輸出特性曲線是可以作此近似的。這樣，就可將BJT的輸出回路等效為一個(gè)恒流源ΔIC=βΔIB，見圖6.13(b)的右邊。

需要指出的是：

(1)等效電流源不是一個(gè)獨(dú)立電源，它是在進(jìn)行電路分析時(shí)虛擬出來的，是受輸入電流ΔIB控制的，當(dāng)ΔIB=0(ΔUBE=0)時(shí)，等效電流源就不存在了，所以稱此為受控電源。

(2)等效電流源的流向是由、的假定正方向決定的，如圖6.13(b)所示。

3)BJT的簡化等效電路(稱h參數(shù)等效電路)

如前所述，一個(gè)非線性的BJT元件，在小信號條件下可以用一個(gè)線性電路來替代，BJT的簡化等效電路如圖6.14所示。

BJT的簡化等效電路又稱h參數(shù)等效電路。在h參數(shù)中，rbe用hie表示，β用hfe表示。h參數(shù)中的第二個(gè)下標(biāo)“e”表示在共e極電路中(若第二個(gè)下標(biāo)為“b”或“c”，則表示在共b極或共c極電路中)。圖6.14BJT的h參數(shù)等效電路4)簡述BJTh參數(shù)等效電路當(dāng)BJT處于共e極狀態(tài)時(shí)，其輸入回路和輸出回路的電壓、電流關(guān)系(即輸入、輸出特性)可分別用下面的二元函數(shù)來表示：

uBE=f1(iB,uCE)(6―7)iC=f2(iB,uCE)(6―8)

因?yàn)楫?dāng)BJT工作在小信號下時(shí)，可將Q點(diǎn)附近的特性曲線近似為直線(信號都用變化量來表示)，故上述關(guān)系可寫成下面的線性方程：

ΔUBE=h11ΔIB+h12ΔUCE(6―9)ΔIC=h11ΔIB+h22ΔUCE(6―10)或?qū)懗删仃囆问?6―11)

式中，四個(gè)h參數(shù)是方程的常(系)數(shù)，是對二元函數(shù)求偏導(dǎo)數(shù)后得到的：常數(shù)h11又記作hie，是BJT輸出端交流短路時(shí)的輸入阻抗，單位為歐姆(Ω)，也即是嚴(yán)格定義下的rbe。常數(shù)h12又記作hre，是BJT輸入端交流開路時(shí)反向電壓傳輸比(無量綱)。常數(shù)h21又記作hfe，是BJT輸出端交流短路時(shí)的電流放大系數(shù)(無量綱)，也即是嚴(yán)格定義下的β。常數(shù)iB=常數(shù)=hoeh22又記作hoe，是BJT輸入端交流開路時(shí)的輸出電導(dǎo)(導(dǎo)納)，單位為西門子(S)。習(xí)慣上，hoe也用1/rce表示。rce(=1/hoe)是BJT的輸出電阻，單位為歐姆(Ω)，一般在105Ω數(shù)量級。2.BJT電路分析法

1)畫簡化微變等效電路以共發(fā)射極基本放大電路為例，并將其電路圖重新畫在圖6.15(a)中。首先要指出的是，等效電路是在變化量的基礎(chǔ)上推導(dǎo)出來的，目的是幫助我們?nèi)シ治鯞JT在小信號時(shí)的工作狀況，所以我們可以先畫出放大電路的交流通道，如圖6.15(b)所示，然后將圖6.15(b)中的BJT用簡化等效電路來代替，如圖6.15(c)所示。由于在分析及測試時(shí)經(jīng)常用正弦波作為輸入量，所以圖中的電壓和電流都采用復(fù)數(shù)符號表示。2)求電壓放大倍數(shù)由圖6.15(c)可求得“-”號表示與反相。式中，圖6.15共發(fā)射極基本放大電路的簡化微變等效電路

(a)電路圖；(b)交流通道；(c)簡化微變等效電路圖6.15共發(fā)射極基本放大電路的簡化微變等效電路

(a)電路圖；(b)交流通道；(c)簡化微變等效電路

需要注意的是電壓放大倍數(shù)與β和靜態(tài)工作點(diǎn)的關(guān)系。當(dāng)工作點(diǎn)較低時(shí)，

且β1，所以

,代入公式(6―12)得

電壓放大倍數(shù)與β無關(guān)，而與靜態(tài)工作點(diǎn)的電流IEQ呈線性關(guān)系。增加IEQ，也將隨著增大。

3)求輸入電阻和輸出電阻

(1)輸入電阻ri和輸出電阻ro的概念。與電壓放大倍數(shù)

一樣，輸入電阻ri、輸出電阻ro也是衡量放大器性能的重要指標(biāo)。為幫助我們理解ri、ro，下面先忽略電路中所有電抗元件的作用，將放大器等效為如圖6.16所示的電路。①輸入電阻ri。一個(gè)放大器總是要從輸入信號源處或前一級的放大電路處取得電流的，所以，對于信號源(或前級放大電路)來說，放大器就相當(dāng)于一個(gè)負(fù)載電阻，這個(gè)負(fù)載電阻就是放大器的輸入電阻ri。由圖6.16可知，ri就是從放大器的輸入端A、B兩端向右邊看進(jìn)去的等效電阻，即(6―13)(6―14)

圖6.16放大器的等效電路②輸出電阻ro。對于負(fù)載電阻RL或后一級的放大電路來說，放大器相當(dāng)于是一個(gè)有內(nèi)阻的信號源，這個(gè)內(nèi)阻就是放大器的輸出電阻ro。由圖6.16可知，ro就是從放大器的輸出端(C、D兩端)向左邊看進(jìn)去的戴維南等效電阻，其定義為(6―15)

求ro的方法有：方法一：按定義求得。按照ro的定義，令信號源短路()，保留其內(nèi)阻Rs，將負(fù)載開路(RL=∞)，在放大器的輸出端外加一電壓，如圖6.17所示，求出相應(yīng)的，代入式(6―15)中，即可求得ro。

圖6.17求放大器的輸出電阻

方法二：通過實(shí)驗(yàn)的方法求得。在圖6.15的電路中：第一步：測出放大器空載(RL=∞)時(shí)的輸出電壓。第二步，測出放大器帶負(fù)載RL時(shí)的輸出電壓因?yàn)?6―16)

故可由式(6―16)求得(6―17)

由式(6―17)及圖6.16可知：①當(dāng)RL=∞(輸出端開路，或稱放大器空載)時(shí)，。②當(dāng)RL≠∞(稱放大器帶負(fù)載RL)時(shí)，。這時(shí)由于ro的存在，使輸出電流在ro上產(chǎn)生了電壓，即(6―18)(2)利用微變等效電路計(jì)算輸入電阻ri和輸出電阻ro。由上面分析知道，輸入電阻ri是從放大電路的輸入端向右邊看進(jìn)去的等效電阻，輸出電阻ro是放大電路開路時(shí)從輸出端向左邊看進(jìn)去的等效電阻。因此，由圖6.15(c)可求得：當(dāng)Rb>>rbe時(shí)(6―19)(6―20)

式中，rce是BJT的輸出電阻(在BJT完整的h參數(shù)等效電路中，rce=1/hoe)，數(shù)值很大，一般在10kΩ~200kΩ之間。

4)當(dāng)信號源具有內(nèi)阻Rs時(shí)，求電壓放大倍數(shù)式(6―12)所表示的

是指放大電路輸出端電壓對輸入端電壓的放大倍數(shù)。

先畫出簡化微變等效電路，如圖6.18(b)所示。由圖(b)得到因?yàn)樗?6―21)

式(6―21)是求的一般式。當(dāng)rbe<<Rb時(shí)，ri=Rb∥rbe≈rbe，則式中“-”號表示與反相。圖6.18信號源有內(nèi)阻的共射放大電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路圖6.18信號源有內(nèi)阻的共射放大電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路6.4工作點(diǎn)穩(wěn)定的典型電路——

射極偏置電路6.4.1溫度對工作點(diǎn)的影響溫度升高會(huì)引起B(yǎng)JT參數(shù)的變化(ICEO↑，β↑，UBE↓)，最終導(dǎo)致IC升高。因?yàn)殡娐饭ぷ鲿r(shí)BJT會(huì)發(fā)熱，所以，即使靜態(tài)工作點(diǎn)選得很好，也會(huì)因溫度T↑→ICQ↑→Q點(diǎn)上移→飽和失真。

為使放大器能獲得穩(wěn)定的工作點(diǎn)，我們可以適當(dāng)?shù)剡x取反饋信號，在T↑→ICQ↑時(shí)，設(shè)法將IB↓→ICQ↓，利用IB的變化去牽制IC，近似地維持IC或IE不變，來達(dá)到工作點(diǎn)穩(wěn)定的目的。下面介紹一種工作點(diǎn)穩(wěn)定的典型電路——射極偏置電路。6.4.2射極偏置電路電路如圖6.19(a)所示。為了穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)Q，畫出直流通道，如圖6.19(b)所示。

1.電路的基本特點(diǎn)

1)UB固定由圖6.19(b)的直流通道可知，當(dāng)電路滿足條件：(6―23)(6―24)就可近似地認(rèn)為UB固定不變。

圖6.19射極偏置電路

(a)電路圖；(b)直流通道2)存在直流電流負(fù)反饋由圖6.19(b)的直流通道還可知，

UE=UB-UBE(6―25)

就可認(rèn)為IC近似不變，即認(rèn)為IC與BJT的參數(shù)(ICEo,β,UBE)幾乎無關(guān)，因此，IC不僅很少再受溫度的影響，而且當(dāng)換用β不同的管子時(shí)，Q點(diǎn)也近似不變，有利于批量生產(chǎn)。穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)Q的物理過程：(6―26)T↑→IC↑(IE)↑→UE↑(=IE↑Re)→UBE↓(=UB(固定)-UE↑)IB↓

必須指出，這里的UBE↓→IB↓，是指溫度不變而言的，與T↑→UBE↓→IB↑→IC↑是兩個(gè)概念，不能混淆。由式(6―23)及式(6―25)知道，I2和UＢ越大，越能穩(wěn)定工作點(diǎn)Q，但同時(shí)也會(huì)帶來放大電路其它性能指標(biāo)的下降(分析從略)，故為兼顧其它指標(biāo)，一般選取

I2=(5~10)IB(6―27)UB=(5~10)UBE(6―28)2.靜態(tài)分析畫出直流通道，如圖6.19(b)所示。因?yàn)?6―29)(6―30)

故可得靜態(tài)工作點(diǎn)Q為3.動(dòng)態(tài)分析

1)畫出簡化微變等效電路射極偏置的簡化微變等效電路如圖6.20所示。圖6.20射極偏置電路的簡化微變等效電路2)求電壓放大倍數(shù)由圖6.20可得式中，R′L=Rc∥RL；(6―31)

值得指出的是：射極電阻Re折合到基極回路時(shí)要擴(kuò)大(1+β)倍，見式(6-31)，這是因?yàn)镽e上流過的電流。在圖6.20微變等效電路的輸入回路中，不能錯(cuò)誤地將rbe串聯(lián)Re，而應(yīng)看成是rbe串聯(lián)(1+β)Re。(6―32)式中“-”號表示與反相。

由式(6―32)可知，與式(6―12)相比，電壓放大倍數(shù)u下降了，而且Re越大，u下降越多。這說明Re不僅對直流分量存在著負(fù)反饋，而且對交流分量也存在著負(fù)反饋，使BJT的交流輸入電壓也減小了。為了既能穩(wěn)定直流分量，又不致削弱交流分量，解決的辦法通常是在Re上并聯(lián)一個(gè)大電容Ce(約幾十微法~幾百微法)。利用Ce對直流近似開路，對交流近似短路這一特性，使Re對交流電流不起負(fù)反饋?zhàn)饔?，來保證既能穩(wěn)定Q點(diǎn)，又不致使u下降，如圖6.21(a)所示。圖中Ce為射極旁路電容。

圖6.21有Ce的射極偏置電路(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路

圖6.21有Ce的射極偏置電路(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路

圖6.21(a)電路的簡化微變等效電路如圖(b)所示，由此等效電路可得

可以看出，在射極電阻Re兩端并聯(lián)旁路電容Ce后的電壓放大倍數(shù)，與共射極基本放大電路的公式相同，見式(6―12)。3)求輸入電阻ri和輸出電阻ro(1)求輸入電阻ri。由圖6.20得：(6―33)(6―34)

由式(6-34)可知，當(dāng)射極有電阻Re后，能提高放大電路輸入電阻ri，這正是我們所希望的。放大器的輸入電阻ri越大，輸入電壓衰減小，就越接近信號源。所以，一般總希望ri盡可能高。但ri太高時(shí)容易受外界干擾，必須采取抗干擾措施。

綜上所述：

Re的存在雖然使u下降了，但能帶來提高ri的好處。

(2)求輸出電阻ro。如圖6.20簡化微變等效電路所示。因?yàn)锽JT的輸出電阻rce很大，串聯(lián)Re后的電阻r’o=rce+Re更大，故可得

ro=r'o∥Rc≈Rc(6―35)

6.4.3具有電流負(fù)反饋的共射極電路在圖6.19(a)的電路中，雖然射極電阻Re對交流分量存在著負(fù)反饋，使電壓放大倍數(shù)u下降了，但是能提高放大電路的輸入阻抗ri，這是一對矛盾。如何既能提高ri，又不致使下降太多，解決的辦法是將射極電阻分成兩部分：一個(gè)較小的Rf串聯(lián)一個(gè)較大的Re，在Re兩端并聯(lián)一個(gè)旁路電容，如圖6.22(a)所示。對圖6.22(a)電路的直流通道來說，仍舊保持總的(Rf+Re)阻值不變，以此來保證靜態(tài)工作點(diǎn)Q的穩(wěn)定。對交流通道來說，Re被Ce交流短路，只有較小的Rf上存在著交流電流負(fù)反饋，如圖6.22(b)所示。圖6.22具有電流負(fù)反饋的共射極電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路圖6.22具有電流負(fù)反饋的共射極電路

(a)電路圖；(b)簡化微變等效電路

下面來計(jì)算一下電路的ri、ro及：由圖6.22(b)的簡化微變等效電路可得：6.5共集電極電路——射極輸出器6.5.1電路結(jié)構(gòu)圖6.23是一個(gè)共集電極電路——射極輸出器。它與共發(fā)射極電路的不同之處是：c極直接接電源UCC，Re是e極負(fù)載電阻，信號電壓o是從e極輸出的，所以稱為射極輸出器。圖6.23射極輸出器6.5.2電路分析

1.靜態(tài)分析畫出直流通道，如圖6.24所示，求靜態(tài)工作點(diǎn)Q。由圖6.24可得：

UCC=IBRb+UBE+IEReUCC-UBE=IBRb+(1+β)IBRe

故靜態(tài)工作點(diǎn)Q為(6―37)(6―38)(6―39)

式(6―37)再次說明：如將射極電阻Re折合到基極回路中，則應(yīng)將Re增大到(1+β)Re。

圖6.24射極輸出器的直流通道2.動(dòng)態(tài)分析

1)畫出簡化微變等效電路簡化微變等效電路如圖6.25所示。由圖6.25可看出，對交流信號來說，集電極c相當(dāng)于接地，輸入電壓i加在b極和接地端(c極)之間，輸出電壓o是從e極和接地端(c極)兩端取出，c極是輸入回路和輸出回路的公共端，故射極輸出器又稱為共集電極電路。圖6.25射極輸出器的簡化微變等效電路2)求電壓放大倍數(shù)u

由圖6.25可知：式中故(6―40)

一般情況下，βR’L>>rbe，所以，射極輸出器的電壓放大倍數(shù)u接近于1，而又略小于1。3)輸入電阻ri

由圖6.25可知：(6―41)一般情況下，βR’L>>rbe,β>>1(6―42)故得(6―43)

由式(6―43)可以看出，射極輸出器的輸入電阻是比較高的，一般可達(dá)到幾千歐到幾百千歐。4)輸出電阻ro

由6.3.2節(jié)知道，求ro的方法可令s短路(=0)，保留其內(nèi)阻Rs，將負(fù)載開路(RL=∞)，在放大器的輸出端外加一電壓來求。為此，可在圖6.25的基礎(chǔ)上畫出計(jì)算ro的等效電路，如圖6.26(a)所示。圖(a)中，D、F兩端為輸出端。為計(jì)算方便，我們對圖6.26(a)的電路再作幾次等效變換，如圖(b)、圖(c)、圖(d)所示，這樣可以避免煩瑣的計(jì)算。圖(b)中，R′s=Rs∥Rb。圖6.26求射極輸出器ro的等效電路

圖(c)中，只是將圖(b)的元件位置移動(dòng)了一下。必須注意的是：流過rbe及R′s的電流是，流過Re的電流是。圖(d)中，Re≈Re∥rce。其中，rce是BJT的輸出電阻，數(shù)值很大。另外，考慮到ro應(yīng)在輸出回路中求，ro上流過的電流應(yīng)是，所以，要將基極回路中的電阻rbe及R′s折合到射極回路中去。當(dāng)認(rèn)為流過rbe及R′s的電流也是的時(shí)候，則應(yīng)將(rbe+R′s)縮小到。

最后，可求得從圖(d)的輸出端D、F兩端看進(jìn)去的輸出電阻ro為一般情況下故(6―45)

(6―44)

由式(6―45)可以看出，射極輸出器的輸出電阻ro是很低的，約幾十歐到幾百歐。

例7已知某射極輸出器的Rs=600Ω，rbe≈0.9kΩ，β=60,Rb=200kΩ，Re=3.9kΩ，求ro=?解：6.5.3電路的特點(diǎn)如前所述，射極輸出器具有以下特點(diǎn)：(1)輸入電阻高；(2)輸出電阻低；(3)輸出電壓與輸入電壓同相；(4)電壓放大倍數(shù)接近于1，略小于1；(5)雖無電壓放大作用，但仍具有電流放大及功率放大作用。6.5.4射極輸出器的應(yīng)用由于射極輸出器有以上一些特點(diǎn)，使其在電子電路中應(yīng)用十分廣泛。

1.利用它的輸入電阻ri高，可作為多級放大器的輸入級因?yàn)橛蓤D6.26及式(6―14)知道，ri高能使輸入電壓接近信號源電壓。2.利用它的輸出電阻ro低，可作為多級放大器的輸出級因?yàn)橛蓤D6.26及式(6―18)知道，ro低能使輸出電壓接近電路的開路電壓。3.作中間隔離級在多級放大器中，利用射極輸出器的ri高、ro低，可將其接在兩級共發(fā)射極放大電路的中間，作為阻抗變換用。因?yàn)楫?dāng)兩級共射電路連接時(shí)，其等效電路如圖6.27所示。由圖6.27可知，第二級的輸入為

而共射電路的輸出電阻

較大，輸入電阻

較小，所以會(huì)使

衰減很多。如果中間加了一級射極輸出器，由于它的ri高和ro低，可使、衰減較小，起到緩沖作用。

圖6.27兩級等效電路6.6共基極電路6.6.1電路結(jié)構(gòu)共基極電路的原理圖如圖6.28所示。圖中，

、

是基極偏置電阻，為保證BJT有合適的靜態(tài)工作點(diǎn)Q，集電極接入電阻Rc。

圖6.28共基極電路6.6.2電路分析

1.靜態(tài)分析電路的直流通道如圖6.29所示。由圖可見，此直流通道與6.4.2節(jié)射極偏置電路的直流通道是一樣的，故靜態(tài)工作點(diǎn)Q的計(jì)算式也與6.4.2節(jié)相同，在此不再贅述。

圖6.29直流通道2.動(dòng)態(tài)分析

1)畫交流通道交流通道如圖6.30所示。由圖可知，對于交流信號來說，基極b相當(dāng)于接地，輸入電壓

加在e極和接地端(b極)之間，輸出電壓取自c極和接地端(b極)之間，b極是輸入回路和輸出回路的公共端，故此電路稱為共基極電路。圖6.30交流通道2)畫簡化微變等效電路只要將圖6.30中的BJT用簡化等效電路來替代，就可得共b極電路的簡化微變等效電路，如圖6.31所示。式中由于故可得圖6.314)輸入電阻ri

由圖6.31可求得

上式說明，將基極電阻折合到射極回路時(shí)，其阻值要縮小到。因此，輸入電阻ri為

由上式可知，共基電路的輸入電阻ri很低，一般為幾歐到十幾歐。5)輸出電阻ro

我們已經(jīng)知道，共射電路的電流放大系數(shù)為

在共基電路中，電流放大系數(shù)α為輸出電流與輸入電流之比，即

α略小于1，一般為0.98~0.99。因?yàn)?基本上不隨而變化，故共基輸出特性曲線十分平坦，BJT的輸出電阻rcb要比共射接法時(shí)BJT的輸出電阻rce還要大，故

ro=rcb∥Rc≈Rc

6.6.3三種基本組態(tài)的比較為了便于讀者掌握和比較，下面將共e極、共c極、共b極三種接法(組態(tài))的基本放大電路列于表6.2中，供選擇電路結(jié)構(gòu)時(shí)參考。6.7場效應(yīng)管放大電路6.7.1共源極放大電路

1.直流偏置電路及靜態(tài)分析為使交流信號能不失真地進(jìn)行放大，F(xiàn)ET放大電路也要建立合適的靜態(tài)工作點(diǎn)Q。所不同的是，BJT是電流型控制元件，組成放大電路時(shí)，應(yīng)使BJT有一定的偏置電流，以保證有合適的Q點(diǎn)；而FET是電壓型控制元件，組成放大電路時(shí)，

應(yīng)給FET設(shè)置一定的偏置電壓，來保證合適的Q點(diǎn)。不同類型的FET，對偏置電壓極性的要求是不同的。常見的偏置電路有兩種：自偏壓電路及分壓式自偏壓電路。

1)自偏壓電路及靜態(tài)工作點(diǎn)Q(1)電路結(jié)構(gòu)。耗盡型NMOS管共源極放大電路的自偏壓電路如圖6.32所示。對于耗盡型管子而言，即使在uGS=0時(shí)，也會(huì)有漏極電流iD，所以靜態(tài)時(shí)源極電壓US=IDRs。因?yàn)镕ET的輸入阻抗很高，IGS=0,所以

，UG≈0，柵極偏壓為圖6.32自偏壓電路UGS=UG-US=0-IDRs=-IDRs(6―46)

由于靜態(tài)的柵極偏壓UGS是由漏極電流ID流過Rs產(chǎn)生的，故稱為自偏壓電路。

(2)求靜態(tài)工作點(diǎn)Q。和BJT放大電路一樣，求FET放大電路的靜態(tài)工作點(diǎn)也有計(jì)算法和圖解法兩種方法。①計(jì)算法?？赏ㄟ^解聯(lián)立方程(6―47)(6―48)

求出ID、UGS(式中的IDSS和UP為已知參數(shù))，然后再求出

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)(6-49)

得到靜態(tài)工作點(diǎn)Q所對應(yīng)的ID、UGS、UDS。②圖解法：第一，在輸出特性曲線上作直流負(fù)載線MN。根據(jù)直流負(fù)載線方程

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)

求出M點(diǎn)(UDS=UDD、ID=0)和N點(diǎn)，連接M、N兩點(diǎn)即為直流負(fù)載線，如圖6.33(b)所示。圖6.33自偏壓電路的靜態(tài)工作點(diǎn)

第二，作負(fù)載轉(zhuǎn)移特性(注意，它與管子的轉(zhuǎn)移特性不同)。據(jù)直流負(fù)載線MN與各條輸出特性曲線的交點(diǎn)a、b、c、d、e處的uGS及iD的值在uGS~iD的坐標(biāo)平面上分別得到a′、b′、c′、d′、e′點(diǎn)，連接這些點(diǎn)就可得到負(fù)載的轉(zhuǎn)移特性，如圖6.33(a)所示。第三，在負(fù)載轉(zhuǎn)移特性曲線上作源極負(fù)載線OL。源極負(fù)載線的方程為

UGS=-IDRs

此負(fù)載線在uGS~iD坐標(biāo)平面上，是一條過原點(diǎn)O的斜率為的直線。作圖時(shí)，可任意假設(shè)UGS為某值，例如，設(shè)UGS=-1.5V，求出這時(shí)的ID=?，然后將求得的(UGS、ID)這點(diǎn)與原點(diǎn)O相連，就是直線OL。第四，確定靜態(tài)工作點(diǎn)Q。源極負(fù)載線OL與轉(zhuǎn)移特性的交點(diǎn)就是靜態(tài)工作點(diǎn)Q。由圖可知，若Rs選得太大，則OL的斜率tanα將變小，導(dǎo)致Q點(diǎn)下降。第五，在轉(zhuǎn)移特性和輸出特性上求出靜態(tài)工作點(diǎn)Q所對應(yīng)的UGS、ID和UDS的值，如圖6.33所示。

自偏壓電路的優(yōu)點(diǎn)是：①結(jié)構(gòu)簡單。②對靜態(tài)工作點(diǎn)Q有自動(dòng)穩(wěn)定的作用。其具體過程為：

ID↑→Us↑(=ID↑Rs)→UGS↓(=0-ID↑Rs)2)分壓式自偏壓電路及靜態(tài)工作點(diǎn)Q(1)電路結(jié)構(gòu)。圖6.34是耗盡型NMOS管共源極放大電路分壓式自偏壓電路。電路中的

主要用來提高輸入阻抗。因?yàn)镕ET的輸入阻抗很高，IGS≈0，所以使

，故(6―50)柵極偏壓為(6―51)圖6.34分壓式自偏壓電路(2)求靜態(tài)工作點(diǎn)Q：①計(jì)算法?？赏ㄟ^解聯(lián)立方程

求出ID、UGS，然后再求出

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)

得到靜態(tài)工作點(diǎn)Q所對應(yīng)的ID、UGS、UDS。

例8分壓式自偏壓共源極放大電路如圖6.35所示。圖中，3DO1為耗盡型NMOS管，其UP=-0.8V，IDSS=0.18mA，求靜態(tài)工作點(diǎn)Q。解：據(jù)式(6―50)求出圖6.35例8的電路

在式(6―51)中，如果UG>>|UGS|，則UGS被忽略，為故得靜態(tài)工作點(diǎn)Q為：ID≈0.48mA,UDS=13.4V。

當(dāng)式(6―51)中，UGS不能忽略時(shí)，則可解聯(lián)立方程將數(shù)據(jù)代入上式后可得：

由此解得Q點(diǎn)的ID=0.45mA、UGS=+0.4V、UDS=14.1V?？梢姡私Y(jié)果與上述忽略UGS后的近似結(jié)果相近。②圖解法。利用圖解法求Q點(diǎn)時(shí)，源極負(fù)載線方程為式(6―51)，故此時(shí)源極負(fù)載線不再通過uGS~iD坐標(biāo)系的原點(diǎn)，而是通過點(diǎn)：的直線。其它過程與自偏壓電路相同，不再贅述。2.簡化微變等效電路及動(dòng)態(tài)分析

1)場效應(yīng)管的簡化微變等效電路與BJT一樣，在輸入為小信號的條件下，一個(gè)非線性的FET器件，也可以用一個(gè)線性電路來等效。下面我們僅討論FET的簡化微變等效電路。對于FET的輸入回路：由于FET的輸入電阻rgs極大，輸入端沒有電流，故輸入端G、S極間可視為開路。對于FET的輸出回路：由5.4.2節(jié)知道，管子的跨導(dǎo)

另由5.4.2節(jié)中的輸出特性曲線可知，當(dāng)FET工作在恒流區(qū)(飽和區(qū))時(shí)，iD幾乎不隨uDS而變化，僅取決于uGS的值(即iD幾乎是恒定的，相當(dāng)于一個(gè)電流源)。因?yàn)樵诜糯箅娐分?，F(xiàn)ET都工作在輸出特性曲線的線性放大區(qū)，即恒流區(qū)，故當(dāng)信號為正弦量時(shí)，常數(shù)2)簡化微變等效電路及動(dòng)態(tài)分析

(1)畫共源極放大電路的簡化微變等效電路。圖6.36是圖6.34分壓式自偏壓共源極放大電路的簡化微變等效電路。

(2)求電壓放大倍數(shù)u。由圖6.37可知式中，故(6-52)(3)求輸入電阻ro。由圖6.37可得(6-53)

例9畫出圖6.33源極有反饋電阻Rf的共源極放大電路的簡化微變等效電路。當(dāng)gm=0.7mA/V時(shí)，求電壓放大倍數(shù)

，并求輸入電阻ri和輸出電阻ro。解：源極有Rf的共源簡化微變等效電路如圖6.38所示。圖6.38源極有Rf的共源簡化微變等效電路

由圖6.38可知：式中，故(6―55)(6―56)

式(6―56)中，可以用電阻單位，以便于運(yùn)算。

在本例中，6.7.2共漏極放大電路——源極輸出器

1.電路結(jié)構(gòu)圖6.39是一個(gè)共漏極放大電路——源極輸出器。因?yàn)檩敵鲭妷菏菑脑礃O輸出的，故稱為源極輸出器，類似于BJT的射極輸出器。

圖6.39源極輸出器2.靜態(tài)分析求靜態(tài)工作點(diǎn)Q的方法同前。如果忽略UGS，則得

故得靜態(tài)工作點(diǎn)Q為

Id=0.2mAUDS=9.6V

當(dāng)UGS不能忽略時(shí)，則要解聯(lián)立方程。這里不再贅述。3.動(dòng)態(tài)分析

1)畫簡化微變等效電路源極輸出器的簡化微變等效電路，如圖6.40所示。由圖可以看出，對交流信號來說，漏極D相當(dāng)于接地，D極是輸入、輸出回路的公共端，故源極輸出器又稱為共漏極放大電路。圖6.40源極輸出器的簡化微變等效電路2)求電壓放大倍數(shù)

由圖6.40可知(6―57)

本例中，若gm=2mA/V，則可求得

R′L=12kΩ∥12kΩ=6kΩ

將上述結(jié)果代入式(6―57)

Au=0.92

3)求輸入電阻ri

由圖6.40可知，輸入電阻ri為本例中，圖6.41求ro的等效電路4)求輸出電阻ro

可據(jù)6.2.2節(jié)中輸出電阻的定義求得輸出電阻ro。令，保留其內(nèi)阻R′s，斷開負(fù)載RL，并假定在輸出端外加一電壓，如圖6.41所示。求出從輸出端流入放大電路的電流為因?yàn)楣?/p>

可得

本例中，6.8多級放大器6.8.1概述在實(shí)際應(yīng)用中，往往需要把微弱的毫伏或微伏級輸入信號放大到足夠大的輸出信號，例如，放大幾千倍、甚至幾萬倍，以推動(dòng)負(fù)載工作。因?yàn)閱渭壏糯箅娐返姆糯蟊稊?shù)只有幾十~一百多倍，輸出的電壓和功率不大，所以需要采用多級放大電路。一般多級放大電路的框圖如圖6.42所示。圖6.42多級放大電路的框圖

多級放大電路各級之間的耦合(即連接)方式一般有三種：阻容(電阻、電容)耦合，例如圖6.43所示；直接耦合，例如圖6.44所示；變壓器耦合，例如圖6.45所示。其中，阻容耦合電路用于分立元件放大電路。直接耦合電路用于集成放大器中。

圖6.43阻容耦合電路圖6.44直接耦合電路

圖6.45變壓器耦合電路6.8.2動(dòng)態(tài)參數(shù)的計(jì)算

1.電壓放大倍數(shù)u的計(jì)算多級放大電路，例如，一個(gè)最簡單的兩級放大電路，其兩級等效電路如6.5.4節(jié)中圖6.27所示。由圖可知，不論是哪種耦合方式，也不論是何種組合狀態(tài)的電路，對交流信號而言，前級的輸出信號，就是后級的輸入信號

，即；而后級的輸入電阻

，就是前級的負(fù)載電阻

，即

第一級放大倍數(shù)為

第二級放大倍數(shù)為因?yàn)樗裕汕蟮每偟碾妷悍糯蟊稊?shù)為

若將上述結(jié)果推廣到n級放大電路，其總的電壓放大倍數(shù)就是各級電壓放大倍數(shù)的乘積，即(6―60)2.輸入電阻ri和輸出電阻ro

多級放大電路的輸入電阻ri，就是第一級放大電路的輸入電阻

，即(6―61)

多級放大電路的輸出電阻ro，就是最后一級(例如n級)放大電路的輸出電阻

，即(6―62)

例10兩級阻容耦合放大電路，如圖6.46所示。求：

(1)各級的靜態(tài)工作點(diǎn)；

(2)簡化微變等效電路；

(3)各級輸入電阻和輸出電阻；

(4)各級電壓放大倍數(shù)和兩級總的電壓放大倍數(shù)(設(shè)信號源s的內(nèi)阻Rs=0)。

(5)如果信號源內(nèi)阻Rs=100Ω，試問當(dāng)信號電壓

=1mV(有效值)時(shí)，放大電路的輸出電壓為多大?

圖6.46例10的電路圖6.476.9放大電路的頻率特性6.9.1頻率特性的基本概念

1.舉例說明圖6.48(a)是一個(gè)相位超前的RC電路，或稱RC高通電路，也是放大電路中常見的阻容耦合電路。

(1)當(dāng)

的頻率很高時(shí)：圖6.48(2)當(dāng)?shù)念l率很低時(shí)：2.頻率特性的定性分析

1)概述放大器的輸入、輸出信號往往含有豐富的頻率。例如，測量儀表中的輸入信號，廣播中的語言和音樂信號，電視中的圖像和伴音信號，數(shù)字系統(tǒng)中的脈沖信號，等等。而放大電路一般都有電抗性元件(電容、電感、分布電容、分布電感)，

其電抗值會(huì)隨著信號頻率的變化而變化，例如，當(dāng)ω很高時(shí)，；當(dāng)ω很低時(shí)，，使放大器的性能指標(biāo)也跟著變化，甚至使輸出波形產(chǎn)生失真。2)頻率特性我們將放大電路對不同頻率的正弦信號的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)特性，稱為頻率響應(yīng)特性，簡稱頻率特性。頻率特性的數(shù)學(xué)表達(dá)式為(6―63)(6―64)

式中，Au(f)或Au(ω)表示電壓放大倍數(shù)的模和頻率f的關(guān)系，稱為“幅頻特性”；φ(f)或φ(ω)表示放大電路輸出電壓與輸入電壓之間的相位差φ與頻率f的關(guān)系，稱為“相頻特性”，頻率特性包含幅頻和相頻兩個(gè)特性。3)通頻帶工程上規(guī)定，當(dāng)Au下降到中頻區(qū)放大倍數(shù)AuM的倍時(shí)，所對應(yīng)的低頻頻率和高頻頻率，分別稱為下限頻率fL和上限頻率fH。fL與fH之間的頻率范圍，稱為通頻帶，或稱帶寬，用符號fBW表示，如圖6.49(b)所示。一般，fH>>fL，故

fBW=fH-fL≈fH(6―65)fBW是放大電路頻率特性的一項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)。4)單級阻容耦合放大電路的頻率特性曲線圖6.49(a)是考慮了電抗元件時(shí)的單級共射極阻容耦合放大電路。圖6.49(b)是它的幅頻特性曲線。由幅頻特性可見，在一個(gè)較寬的頻率范圍內(nèi)，即中頻區(qū)內(nèi)，曲線是平坦的，放大倍數(shù)uM不隨f而變化，而在低頻區(qū)和高頻區(qū)，u都將有所下降。圖6.49考慮電抗元件的單級阻容耦合放大電路

(a)電路圖；(b)幅頻特性；(c)相頻特性

圖6.49(b)是它的幅頻特性曲線。由幅頻特性可見，在一個(gè)較寬的頻率范圍內(nèi)，即中頻區(qū)內(nèi)，曲線是平坦的，放大倍數(shù)

不隨f而變化，而在低頻區(qū)和高頻區(qū)，

都將有所下降。圖6.49(c)是它的相頻特性曲線。由相頻特性曲線可見，輸出電