2024年6G近場(chǎng)技術(shù)白皮書

PAGEPAGE4/131摘要（ExecutiveSummary）5G6G無(wú)線網(wǎng)絡(luò)的前瞻性研究亦隨之加強(qiáng)。在此背景下，6G網(wǎng)絡(luò)被設(shè)定了比前代無(wú)線網(wǎng)絡(luò)更宏偉的目標(biāo)和更高的性能標(biāo)準(zhǔn)?，F(xiàn)有的無(wú)線通（1G6GHz6G（表面（RIS）MIMO、可移動(dòng)天線、無(wú)蜂窩網(wǎng)絡(luò)（Cell-free）等技術(shù)的引入，使6G6G目錄1.概述 11近場(chǎng)應(yīng)用場(chǎng)景 14高中低頻傳輸（不同頻段的近場(chǎng)場(chǎng)景） 14高頻段傳輸 15中頻段傳輸 16低頻段傳輸 16超大孔徑使能近場(chǎng) 17智能超表面使能近場(chǎng) 17超大規(guī)模天線陣列使能近場(chǎng) 18無(wú)蜂窩近場(chǎng)通信 19可移動(dòng)天線使能近場(chǎng)通信與感知 20通感一體化 21無(wú)線定位 21信能同傳 22物理層安全 23使能海量接入 24片上無(wú)線通信 24近場(chǎng)基礎(chǔ)理論 26近場(chǎng)范圍劃分 26近場(chǎng)的電磁物理效應(yīng) 29近場(chǎng)電磁信號(hào)模型 29近場(chǎng)電磁效應(yīng) 31近場(chǎng)波束特性 32近場(chǎng)自由度理論分析 34近場(chǎng)性能分析與測(cè)量 36近場(chǎng)性能分析 36近場(chǎng)測(cè)量與近遠(yuǎn)場(chǎng)變換 43近場(chǎng)信道測(cè)量與建模 45近場(chǎng)信道測(cè)量 45近場(chǎng)信道仿真 46近場(chǎng)信道建模 52近場(chǎng)傳輸技術(shù) 60近場(chǎng)信道估計(jì) 60近場(chǎng)波束賦形 64近場(chǎng)碼本設(shè)計(jì) 68近場(chǎng)波束訓(xùn)練 72近場(chǎng)多址技術(shù) 74位分多址（LDMA） 74非正交多址（NOMA） 75無(wú)用戶標(biāo)識(shí)隨機(jī)接入（URA） 76近場(chǎng)系統(tǒng)架構(gòu)與部署 77標(biāo)準(zhǔn)影響 79近場(chǎng)與其他技術(shù)融合 81近場(chǎng)與定位 81近場(chǎng)與定位 81基于RIS的近場(chǎng)定位技術(shù) 82基于可控波束偏移的近場(chǎng)定位技術(shù) 84近場(chǎng)與通感一體化 86從遠(yuǎn)場(chǎng)感知到近場(chǎng)感知 86近場(chǎng)通信感知一體化 90近場(chǎng)與無(wú)線傳能 93電磁輻射式WPT 93近遠(yuǎn)場(chǎng)SWIPT 96全息SWIPT 97近場(chǎng)物理層安全 98近場(chǎng)物理層安全傳輸設(shè)計(jì) 98RIS輔助近場(chǎng)物理層安全傳輸設(shè)計(jì) 100基于近場(chǎng)的OAM 100軌道角動(dòng)量與渦旋波 101渦旋波的近場(chǎng)調(diào)控 101渦旋波的接收與OAM檢測(cè) 102基于AI的近場(chǎng)通信 103基于近場(chǎng)通信的語(yǔ)義通信架構(gòu) 103基于近場(chǎng)通信的聯(lián)邦學(xué)習(xí)架構(gòu) 103基于AI的近場(chǎng)寬帶波束賦形 104近場(chǎng)與片上無(wú)線通信 105基于片上天線的片上無(wú)線通信 105基于三維堆疊芯片的片上無(wú)線通信 107近場(chǎng)與物體材質(zhì)感知 109總結(jié)與展望 111參考文獻(xiàn) 112術(shù)語(yǔ)和縮略語(yǔ)列表 130圖目錄圖1.1近場(chǎng)應(yīng)用場(chǎng)景 12圖1.2近場(chǎng)傳播技術(shù)體系 13圖2.1 IMT-2030應(yīng)用場(chǎng)景和關(guān)鍵能力指標(biāo) 14圖2.2未來(lái)6G的高、中、低全頻段頻譜 15圖2.3多用戶近場(chǎng)通信朝向每個(gè)用戶指向波（a）三維空間遠(yuǎn)場(chǎng)設(shè)計(jì)下的波束轉(zhuǎn)向?qū)е孪嗤嵌壬系挠脩糸g干擾近場(chǎng)設(shè)計(jì)下的波束聚焦干擾較小[17] 圖2.4 RIS輔助近場(chǎng)應(yīng)用場(chǎng)景 18圖2.5 近場(chǎng)定位場(chǎng)景模型[23] 18圖2.6不同超大規(guī)模陣列架構(gòu)類別[24] 19圖2.7可移動(dòng)天線輔助近場(chǎng)通信與感知 20圖2.8 近場(chǎng)ISAC系統(tǒng)[39] 21圖2.9 近場(chǎng)定位示意圖可以通過(guò)超大規(guī)模天線陣列ELAAs,智能超表面RIS和分布式MIMO等多種形式提供近場(chǎng)的高精度定位服務(wù)。 圖2.10 近場(chǎng)無(wú)線傳能示意圖 23圖2.11 左圖：使用波束轉(zhuǎn)向的遠(yuǎn)場(chǎng)安全通信；右圖：使用波束聚焦的近場(chǎng)安全通信23圖2.12 近場(chǎng)多址接入示意圖 24圖2.13 利用天線的片內(nèi)和片間通信 25圖2.14 不同半導(dǎo)體材料的芯片間的無(wú)線互聯(lián) 25圖2.15 使用片上無(wú)線通信技術(shù)的單片多核處理器 25圖3.1 遠(yuǎn)場(chǎng)平面波面與近場(chǎng)球面波面及對(duì)應(yīng)物理空間歸一化接收能量 27圖3.2 典型通信場(chǎng)景近場(chǎng)范圍 28圖3.3 近場(chǎng)電磁輻射系統(tǒng)圖 29圖3.4 近場(chǎng)多極化球面波建模 31圖3.5 近場(chǎng)三極化信道容量 31圖3.6 近場(chǎng)波束分裂效應(yīng)示意圖 32圖3.7 波束增益隨距離的變化趨勢(shì) 33圖3.8 信道相關(guān)性隨天線變化曲線 33圖3.9 UCA和ULA的波束形成增益比較 34圖3.10 近場(chǎng)額外自由度 34圖3.11 各向同性散射條件下奈奎斯特采樣 35圖3.12 離散孔徑MIMO近場(chǎng)信道的奇異值 35圖3.13 集中式天線與稀疏天線通信速率累計(jì)誤差函數(shù)關(guān)系[88] 37圖3.14 不同模型下接收信噪比隨天線數(shù)目變化關(guān)系[89] 38圖3.15 不同陣列結(jié)構(gòu)和近場(chǎng)模型下的波束聚焦圖[91][92] 38圖3.16模塊化和集中式超大規(guī)模天線陣列可實(shí)現(xiàn)和速率隨用戶分布半徑變化關(guān)系[92]39圖3.17 尺寸無(wú)限大的智能超表面輔助通信系統(tǒng) 39圖3.18 智能超表面輔助通信系統(tǒng)中信號(hào)傳播距離對(duì)不同鏈路路徑損耗的影響 40圖3.19 HRIS輔助定位性能 41圖3.20 傅立葉平面波展開信道建模 42圖3.21 傅立葉平面波展開信道容量仿真 42圖3.22 近場(chǎng)電磁信道容量極限 43圖3.23 RIS通信應(yīng)用場(chǎng)景 43圖4.1 時(shí)域和頻域的信道測(cè)量平臺(tái)[109][122] 46圖4.2 (a)基于虛擬陣列的VNA的近場(chǎng)信道測(cè)量，(b)陣元上的信道沖激響[124] 46圖4.3 (a)水平極化陣子近場(chǎng)電磁場(chǎng)分布。(b)垂直極化陣子近場(chǎng)電磁場(chǎng)分布 47圖4.4 大規(guī)模天線陣列排布（6GHz，1024單元） 48圖4.5 (a)天線各陣子-第1徑-絕對(duì)時(shí)延(b)天線各陣子-第2徑-絕對(duì)時(shí)延 48圖4.6 (a)天線各陣子-第1徑-AOA/AOD/ZOA/ZOD(b)天線各陣子-第2徑-AOA/AOD/ZOA/ZOD 48圖4.7 (a)天線各陣子-第1徑-相對(duì)功率(b)天線各陣子-第2徑-相對(duì)功率 49圖4.8 (a)天線各陣子-第1徑-相位(b)天線各陣子-第2徑-相位 49圖4.9 PEC球與陣列天線的相對(duì)位置，及入射波矢方向 50圖4.10在基站陣列天線各單元陣子處，H極化及V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布 圖4.11在基站陣列天線各單元陣子處，H極化及V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布 圖4.12 近場(chǎng)散射體與陣列天線的相對(duì)位置，及入射波矢方向 51圖4.13 在基站陣列天線各單元陣子處，V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布 51圖4.14 在基站陣列天線各單元陣子處，V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布 52圖4.15 具有空間非平穩(wěn)特性的近場(chǎng)球面?zhèn)鞑?53圖4.16 (a)實(shí)測(cè)結(jié)果，(b)信道模型生成 53圖4.17 陣列用戶可視區(qū)域示意圖 54圖4.18 離散陣元信道模型示意圖 56圖4.19 連續(xù)陣元信道模型示意圖 56圖4.20 近場(chǎng)多極化球面波建模 57圖4.21 多極化信道容量 58圖4.22 超大規(guī)模MIMO混合遠(yuǎn)近場(chǎng)傳播環(huán)境 58圖5.1 近場(chǎng)信道角度域能量擴(kuò)散效應(yīng) 60圖5.2 字典相干性對(duì)比圖(a).距離參數(shù)化角域字典，(b).極坐標(biāo)域字典(同一角度下不同距離變化圖) 圖5.3 聯(lián)合角域-極坐標(biāo)域采樣 62圖5.4 基于MRDN的信道估計(jì)方案 62圖5.5 基于P-MRDN的信道估計(jì)方案 62圖5.6 RDN、CMAM和ASPP-RDN系統(tǒng)模型 63圖5.7 陣列用戶可視區(qū)域示意圖 63圖5.8 遠(yuǎn)場(chǎng)波束賦形和近場(chǎng)波束賦形 65圖5.9 全連接時(shí)延相移波束賦形 65圖5.10 部分連接時(shí)延-相移波束賦形 65圖5.11 串行連接時(shí)延-相移波束賦形 66圖5.12 CPU和LPU協(xié)同處理的超大規(guī)模多天線系統(tǒng) 67圖5.13 相控陣-RIS兩級(jí)波束賦形方案示意圖 68圖5.14 FRFT碼字量化性能示意圖 69圖5.15 角度錯(cuò)位的近場(chǎng)碼本設(shè)計(jì)方式 69圖5.16 遠(yuǎn)、近場(chǎng)碼本原理和相位分布示意圖 70圖5.17 遠(yuǎn)近場(chǎng)碼字覆蓋區(qū)域劃分 71圖5.18 用于近場(chǎng)波束訓(xùn)練的神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu) 74圖5.19 遠(yuǎn)場(chǎng)空分多址與近場(chǎng)位分多址技術(shù) 75圖5.20 近場(chǎng)NOMA通信設(shè)計(jì)示意圖 76圖5.21 超大規(guī)模陣列部署場(chǎng)景（以智能超表面部署為例） 78圖5.22 基于近場(chǎng)中繼的混合通信架構(gòu) 79圖6.1 近場(chǎng)信號(hào)模型和遠(yuǎn)場(chǎng)信號(hào)模型 81圖6.2近場(chǎng)定位與姿態(tài)感知系統(tǒng)圖 82圖6.3 基于RIS與非均勻時(shí)間調(diào)制的二維DOA估計(jì)示意圖[197] 83圖6.4 RIS輔助太赫茲多用戶近場(chǎng)定位系統(tǒng)模型 84圖6.5 定位均方誤差隨RIS反射元數(shù)目變化關(guān)系 84圖6.6 近場(chǎng)波束偏移軌跡示意圖 85圖6.7 近場(chǎng)可控波束偏移軌跡示意圖 85圖6.8 超大規(guī)模MIMO雙站近場(chǎng)感知系統(tǒng) 87圖6.9 單站近場(chǎng)感知的角度克拉美羅界 88圖6.10 雙站近場(chǎng)感知的距離克拉美羅界 89圖6.11 遠(yuǎn)場(chǎng)速度感知 89圖6.12 近場(chǎng)速度感知 90圖6.13 通信輔助近場(chǎng)感知和感與輔助近場(chǎng)通信示意圖 91圖6.14 近場(chǎng)感知驗(yàn)證環(huán)境，感知精度與信號(hào)帶寬的變化趨勢(shì)[213] 93圖6.15 基于可編程超表面的自適應(yīng)的智能近場(chǎng)充電系統(tǒng)[220] 94圖6.16 基于準(zhǔn)貝塞爾波束實(shí)現(xiàn)多目標(biāo)WPT系統(tǒng)的示意圖[224] 94圖6.17 無(wú)線能量收集系統(tǒng)框圖 95圖6.18 整流超表面結(jié)構(gòu)示意圖 95圖6.19 基于（a）頻率分集、（b）極化分集的攜能通信系統(tǒng) 96圖6.20 近場(chǎng)SWIPT 97圖6.21 近場(chǎng)物理層安全 99圖6.22 近場(chǎng)波束饒射 100圖6.23 （a）常規(guī)OAM波束與（b）無(wú)衍射Bessel渦旋波束電場(chǎng)對(duì)比圖[248] 102圖6.24 （a）完整口徑采樣接收方法與（b）部分口徑采樣接收方法示意圖[249] 103圖6.25 基于近場(chǎng)通信的語(yǔ)義通信架構(gòu) 103圖6.26 基于近場(chǎng)通信的聯(lián)邦學(xué)習(xí)架構(gòu) 104圖6.27 近場(chǎng)寬帶智能波束賦形的場(chǎng)景圖（左）與性能對(duì)比圖（右） 105圖6.28常用的片上通信系統(tǒng)框圖[252] 105圖6.29 片內(nèi)天線排布[253] 106圖6.30 垂直單極子天線橫截面[257] 106圖6.31 基于GaN工藝的片上天線[258] 107圖6.32 用于無(wú)線片對(duì)片通信的(a)傳統(tǒng)電感線圈耦合陣列(b)插入屏蔽結(jié)構(gòu)(c)之字形結(jié)構(gòu) PAGEPAGE10/131圖6.33 三維封裝系統(tǒng)（SiP）中利用玻璃通孔（TGV）集成天線的面內(nèi)/面外/片內(nèi)/片間無(wú)線通信示意圖 圖6.34 感知場(chǎng)景示意圖 109概述5G6G無(wú)線網(wǎng)絡(luò)的探索性研究也隨之日益增強(qiáng)。在這樣的技術(shù)進(jìn)步背景下，6G網(wǎng)絡(luò)被賦予了相較于前代無(wú)線網(wǎng)絡(luò)更加宏大的愿景和更高的性能目標(biāo)。傳統(tǒng)無(wú)線通信網(wǎng)絡(luò)（1G5G）6GHz以下，甚至是3GHz6G（智能超表面（RIS）[1][2][3]MIMO[4]、可移動(dòng)天線[5]、無(wú)蜂窩網(wǎng)絡(luò)（Cell-free）[6]6G表格1.1典型場(chǎng)景的近場(chǎng)范圍Df2.6GHz(lowband)7GHz(Midband)28GHz(mmWaveband)220GHz(THzband)0.5m4m12m483721.6m60m119m476/3.0m210m420m//6G圖1.1近場(chǎng)應(yīng)用場(chǎng)景圖1.2近場(chǎng)傳播技術(shù)體系近場(chǎng)應(yīng)用場(chǎng)景202365D（ITU-RWP5D）IMT面20306G典型場(chǎng)景和能力指標(biāo)體系[8]，2.1所示。6G場(chǎng)景包括沉浸式通信、超大規(guī)模連接、極高可靠低時(shí)延、人工智能與通6G95G6相關(guān)指標(biāo)、可持續(xù)性和定位[9]。6G5G-A的基礎(chǔ)上繼續(xù)演進(jìn)，繼續(xù)增強(qiáng)終端用戶的上網(wǎng)體驗(yàn)，并為垂直行業(yè)提供支持[10]。圖2.1IMT-2030應(yīng)用場(chǎng)景和關(guān)鍵能力指標(biāo)IMT-2030IMT-2030更多的應(yīng)用場(chǎng)景和關(guān)鍵性能指標(biāo)，高中低頻傳輸（不同頻段的近場(chǎng)場(chǎng)景）2G3G4G5G0.2MHz5MHz20MHz100MHz，未來(lái)6G需要更大的帶寬。20235月，我國(guó)工業(yè)和信息化部發(fā)布新版《中華人民共和國(guó)無(wú)線電頻率劃分規(guī)定》（62號(hào)6425-7125MHz700MHz的帶寬全部5G-A/6G系統(tǒng)[12]12月，國(guó)際電信聯(lián)盟（ITU）在阿聯(lián)酋迪拜召開的世界無(wú)線電通信大會(huì)，完成了對(duì)《無(wú)線電規(guī)則》新一輪的修訂，為全球大部分國(guó)家新劃分了6425-7125MHz700MHz6G頻譜資源[13]2023123GPP5G-AdvancedRel-197-24GHz8個(gè)領(lǐng)域[14]。5Gsub-6GHz6G可能會(huì)采用的毫米波、太赫茲6G的廣域高容量覆蓋具有非常重要的價(jià)值，6G2.2所示。圖2.2未來(lái)6G的高、中、低全頻段頻譜6G202266G聯(lián)盟發(fā)布的研究報(bào)告“6GTechnologies6G高、中、低頻段研究近場(chǎng)的必要性[15]。高頻段傳輸（mmWave）和太赫茲（THz）據(jù)傳輸速率，是下一代通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一[16]。為了彌補(bǔ)高頻傳輸?shù)穆窂綋p耗，在這些頻段運(yùn)行的基站（BaseStation，BS）配備大規(guī)模天線陣列。使用大規(guī)模天線陣列會(huì)導(dǎo)致/表面的近場(chǎng)距離也可達(dá)幾十米，這意味著在實(shí)際距離上對(duì)電磁場(chǎng)的遠(yuǎn)場(chǎng)平面波假設(shè)不再適用，應(yīng)該使用球面波的近場(chǎng)模型來(lái)分析毫米波/太赫茲無(wú)線（波束聚焦系統(tǒng)中實(shí)（RF）鏈相連。在這種結(jié)構(gòu)5G戰(zhàn)性。為了緩解這一問(wèn)題，大規(guī)模多輸入多輸出（MIMO）通信通常采用模擬/數(shù)字混合架/接收波束模式進(jìn)行可編程控制，同時(shí)提供先進(jìn)的模擬信號(hào)處理能力，并[17]圖2.3多用戶近場(chǎng)通信，朝向每個(gè)用戶指向波束（a）三維空間；（b）遠(yuǎn)場(chǎng)設(shè)計(jì)下的波束轉(zhuǎn)向，導(dǎo)致相同角度上的用戶間干擾；（c）近場(chǎng)設(shè)計(jì)下的波束聚焦，干擾較小[17]中頻段傳輸10GHz6Gsub-6G頻段具有更小的波長(zhǎng)，使得能夠部署和配置超大規(guī)模但較小尺寸的天線。MIMO系統(tǒng)的用戶配對(duì)和調(diào)度，潛在的大面板尺寸所帶來(lái)的復(fù)雜的波束訓(xùn)練、非平面波信道模型建模，以及近場(chǎng)碼本設(shè)計(jì)等。低頻段傳輸?shù)皖l段（FR1，Sub-6GHz）定義了蜂窩網(wǎng)絡(luò)的基線覆蓋范圍，6G在拓展更高頻段的同時(shí)，也將進(jìn)一步充分利用FR1頻段適合廣泛覆蓋和深度穿透的優(yōu)勢(shì)，提高頻譜效率，突破6G系統(tǒng)的譜效和能效。MIMO的主要問(wèn)題是鐵塔或基站部署對(duì)天線外形尺寸的限制。MIMO，以及超表面天線有望克服尺寸限制，通過(guò)緊湊天線陣列降低天線單元之間半波長(zhǎng)距離的要求。另一方面，基于小區(qū)的傳統(tǒng)部署策略會(huì)帶來(lái)可行性、MIMO將可能采用多面板、多收發(fā)節(jié)點(diǎn)、超大孔徑使能近場(chǎng)智能超表面使能近場(chǎng)智能超表面（ReconfigurableIntelligentSurface）6G中的關(guān)鍵潛在技術(shù)之一，它由大量低成本的可重構(gòu)單元組成[18]RIS[19]RIS技術(shù)的典型應(yīng)用之一是通過(guò)數(shù)RISRIS輔助通信鏈路的近場(chǎng)區(qū)域[20]RIS于在發(fā)射機(jī)/接收機(jī)之間建立直連信道。在遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域，信道的秩通常較小，這制約了信道的往滿秩，可以有效改善系統(tǒng)的復(fù)用增益以及空間自由度[21]：當(dāng)用戶位于輻射近場(chǎng)區(qū)域時(shí)，[22]，如2.42.52.4RIS輔助近場(chǎng)應(yīng)用場(chǎng)景2.5近場(chǎng)定位場(chǎng)景模型[23]超大規(guī)模天線陣列使能近場(chǎng)2.6(a)和(b)列和分布式超大規(guī)模天線陣列[24]為了補(bǔ)充現(xiàn)有集中式和分布式超大規(guī)模天線陣列架構(gòu)，文獻(xiàn)[25][26]提出了新型模塊化2.6(c)/前程鏈路相關(guān)的硬件成本。模塊化超大規(guī)模天線陣列通常對(duì)應(yīng)于非均勻稀疏超大規(guī)模陣列。2.6d)[27]集中式超大規(guī)模天線陣列 （b)分布式超大規(guī)模天線陣列（c）模塊化超大規(guī)模天線陣列 （d）均勻稀疏超大規(guī)模天線陣圖2.6不同超大規(guī)模陣列架構(gòu)類別[24]無(wú)蜂窩近場(chǎng)通信（Cell-Free）通信架構(gòu)通過(guò)分布式部署大量接6G移動(dòng)通信性能[6]6G的重要應(yīng)用場(chǎng)景之一?？梢苿?dòng)天線使能近場(chǎng)通信與感知2.7可移動(dòng)天線輔助近場(chǎng)通信與感知最近，可移動(dòng)天線（MovableAntenna,MA）/（位置或旋轉(zhuǎn)以改善無(wú)線信道條件和通信性能[28][29][30]。對(duì)MIMO[34][35]。在2.7所示。6G6G網(wǎng)6G線系統(tǒng)可以有效地?cái)U(kuò)大天線口徑，從而增加角度/距離估計(jì)精度。對(duì)于充分大的天線移動(dòng)區(qū)6G近場(chǎng)通6G網(wǎng)絡(luò)中的全部潛力。通感一體化（integratedsensingandcommunication，ISAC）技術(shù)也吸引了學(xué)術(shù)界與工業(yè)界廣泛的研究興趣[36]例如正交頻分復(fù)用（orthogonalfrequency-divisionmultiplexing，OFDM）和正交時(shí)頻空間（orthogonaltimefrequencyspace，OTFS）[37][38]，這說(shuō)明感知功能可以被無(wú)縫集成到現(xiàn)有的無(wú)線通信網(wǎng)絡(luò)中。[39][40]，2.8無(wú)線定位

圖2.8近場(chǎng)ISAC系統(tǒng)[39]2.9所6G移動(dòng)通信中的高精度定位[44]。圖2.9近場(chǎng)定位示意圖，可以通過(guò)超大規(guī)模天線陣列ELAAs,智能超表面RIS和分布式MIMO等多種形式提供近場(chǎng)的高精度定位服務(wù)。近場(chǎng)通信系統(tǒng)的定位過(guò)程與傳統(tǒng)的遠(yuǎn)場(chǎng)通信系統(tǒng)在信號(hào)系統(tǒng)、信道模型和定位原理等方[45][46]。異構(gòu)定位網(wǎng)絡(luò)的融合依賴于定位精度估計(jì)算法的實(shí)現(xiàn)[47][48]。對(duì)于包括近場(chǎng)通信系統(tǒng)在內(nèi)的區(qū)域定位系統(tǒng)，定位精度算法可以發(fā)展為可用性估算[49]信能同傳近場(chǎng)通信中能夠?qū)崿F(xiàn)匯聚的高指向性點(diǎn)波束，將波束的目標(biāo)區(qū)域集中在目標(biāo)設(shè)備附近，（SimultaneousWirelessInformationandPowerSWIPT物理層安全

圖2.10近場(chǎng)無(wú)線傳能示意圖波束具有強(qiáng)大的位置聚焦性[53]。這一性質(zhì)使得發(fā)送信號(hào)的能量可以聚集在合法用戶的位置圖2.11左圖：使用波束轉(zhuǎn)向的遠(yuǎn)場(chǎng)安全通信；右圖：使用波束聚焦的近場(chǎng)安全通信使能海量接入5G大規(guī)模MIMO（spatialdivisionmultipleaccess,SDMA）利用角度域的正交資源實(shí)現(xiàn)了不同用戶的區(qū)分；非正交多址接入（Non-OrthogonalMultipleAccess,NOMA）技術(shù)則進(jìn)一步允許多個(gè)用戶復(fù)用相同的資源塊，并從功率域或碼域消除用戶干擾；而無(wú)用戶標(biāo)識(shí)隨機(jī)接入通過(guò)接入資源（如碼字）的競(jìng)爭(zhēng)機(jī)制，節(jié)約了大規(guī)模機(jī)器類通信（massivemachine-typecommunications,mMTC）中用戶短包隨機(jī)接入所需的資源開銷。與空分多址等技術(shù)中所采用的遠(yuǎn)場(chǎng)傳輸模型相比，近場(chǎng)傳輸模型具有“角度-距離”二片上無(wú)線通信

圖2.12近場(chǎng)多址接入示意圖片上無(wú)線通信（On-chipWirelessCommunications）是指利用片上天線或近場(chǎng)耦合等無(wú)（LoT）/太赫茲頻段，片上天線尺寸大大縮小，芯片面積也大為減??；且收此外，片上無(wú)線通信對(duì)于系統(tǒng)級(jí)芯片不同芯粒（Chiplet）之間的信號(hào)傳遞有重要作用。2.14所示，通過(guò)異質(zhì)異構(gòu)集成形成片上系統(tǒng)（System-on-a-chip，SoC）時(shí)，由于結(jié)構(gòu)圖2.13利用天線的片內(nèi)和片間通信圖2.14不同半導(dǎo)體材料的芯片間的無(wú)線互聯(lián)2.15所示[57]。圖2.15使用片上無(wú)線通信技術(shù)的單片多核處理器6G，可降6G無(wú)線通信系統(tǒng)、太赫茲集成電路以及芯片間通信互聯(lián)提供了可行方案。近場(chǎng)基礎(chǔ)理論5G6G通信的技術(shù)演進(jìn)，為了進(jìn)一步提高波束賦形效果和通信速率，未來(lái)通信近場(chǎng)范圍劃分3.1（小于菲涅爾距離，在現(xiàn)有研究中，有多種視角和經(jīng)驗(yàn)法則來(lái)表征近場(chǎng)與遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域的邊界，主要包括相位差、功率差和信道容量三個(gè)角度。相位差角度的近場(chǎng)范圍劃分從相位差角度，近場(chǎng)與遠(yuǎn)場(chǎng)之間的經(jīng)典邊界被稱為夫瑯禾費(fèi)（Fraunhofer）距離或瑞利（Rayleigh）距離[59]（考慮最大相位差不超過(guò)?/8），表示為2?2，其中?表示天線的最大孔?徑，?代表載波波長(zhǎng)。如果用戶與基站之間的距離大于瑞利距離時(shí)，可以認(rèn)為用戶處于遠(yuǎn)場(chǎng)圖3.1遠(yuǎn)場(chǎng)平面波面與近場(chǎng)球面波面及對(duì)應(yīng)物理空間歸一化接收能量確推導(dǎo)，它是天線指數(shù)的非線性函數(shù)。BS和UE之間每條路徑的入射角和距離信息都包瑞利距離的主要建立思想如下[58]。電磁波的真實(shí)相位必須根據(jù)精確的球面波模型和BS天線位置計(jì)算。在遠(yuǎn)場(chǎng)情況下，這一相位通常是通過(guò)基于平面波面模型的一階泰勒展開BS和UE天線之間的最大相位差達(dá)到?8時(shí)，BS陣列中心和UE陣列中心之間的距離被定?8遠(yuǎn)場(chǎng)近似變得不準(zhǔn)確，因此需要利用近場(chǎng)傳播模型。和多輸入多輸出（MIMO）3.2所示，SIMO/MISO場(chǎng)景的近場(chǎng)范圍由經(jīng)典的瑞利距離精確決定，而瑞利距離與BS陣列孔徑的平方成正比。對(duì)于MIMO場(chǎng)景，由于在BS-UEBSUE陣列孔徑都對(duì)瑞利距BSUE陣列孔徑之和的平方成正比。對(duì)于RISBS-RIS-UEBS-RISRIS-UEBS-RISRIS-UE求和后計(jì)算?8最大相位差，RISBS-RISRIS-UE3.23.2可以進(jìn)一步看出，只要這兩個(gè)距離中的任何一個(gè)短于瑞利距離，RIS輔助通信就在近場(chǎng)區(qū)域內(nèi)運(yùn)行。因此，RIS系統(tǒng)中[60]。圖3.2典型通信場(chǎng)景近場(chǎng)范圍功率差角度的近場(chǎng)范圍劃分在使用最佳的最大比合并（MRC）時(shí)，來(lái)自不同天線單元的信號(hào)相位可以完全對(duì)齊，從而消除相位差對(duì)接收功率的影響。然而，受限于不完美的信道估計(jì)，MRC可能難以完全中和相位差異。因此，考慮實(shí)際系統(tǒng)中的功率損失，文獻(xiàn)[62]對(duì)傳統(tǒng)瑞利距離進(jìn)行了修正，提出了有效瑞利距離來(lái)表征近場(chǎng)范圍的邊界。MRC[63]和[64]CriticalCritical距離只與天線孔徑相關(guān)，主要刻畫了靠近天線孔徑主軸的場(chǎng)邊界；均勻從另一視角，考慮平面波信道模型與球面波信道模型下的接收功率差異，文獻(xiàn)[65]分別基于均勻線性天線陣列ULA和均勻圓形平面陣列UCPA結(jié)構(gòu)，推導(dǎo)了近場(chǎng)區(qū)域的等功率線/面，刻畫了近場(chǎng)范圍。信道容量角度的近場(chǎng)范圍劃分??[66][67][68][68][69]提出了有效復(fù)用距離的指標(biāo)?(?)m??近場(chǎng)的電磁物理效應(yīng)近場(chǎng)電磁信號(hào)模型圖3.3近場(chǎng)電磁輻射系統(tǒng)圖3.3，在笛卡爾坐標(biāo)系中，考慮發(fā)射天線位于點(diǎn)ptxtytzt

，具有電t J(p，在源區(qū)域RR3化方向矢量?tx?ty?tz?（?、?、?為三個(gè)基向量）t prxr,yr,0?？紤]標(biāo)量電場(chǎng)模型，該標(biāo)量電場(chǎng)從收發(fā)能量關(guān)系出發(fā)，是E(r的坡印廷矢量的一個(gè)分s量，該分量垂直于觀察平面XOY平面)[71][72]E(r)s

Es(r)expjk0r,其中，沿應(yīng)

pp E(r)2=E(r)2r ts=E2

1

rptzt 1

tx

t

2

t

t

2

(3.1)in 2

r r2

yr,t

xr,t

(,)M

自由空間衰減能量映射系數(shù)

一般性的極化損耗

{(z,x),(z,y)}，xxr,t，yyr,t，zzt，xr,txrxt，yr,tyryt。E 0Iinin 2特別地，當(dāng)發(fā)射天線朝向正Y軸極化時(shí)，有??，這時(shí)(3.2 1

x2z2E (r)

2

rt t

(3.2)rr

2

2自由空間衰減能量映射系數(shù)Y方向極化損耗

tyt

0和zt=1，這時(shí)(3.2)化簡(jiǎn)為：r2 1 x2z2E (r)

2 rt t

(3.3)s,Y,v

in 2

2rr自由空間衰減Y方向極化損耗x2z2當(dāng)yy，即r,t t，這時(shí)沒有極化損耗，(3.3)化簡(jiǎn)為：t r r

2 2(r)E(r)E

1 。4r2自由空間衰減

(3.4)公式(3.4)就是經(jīng)典的Friis公式。下面，我們給出經(jīng)典的遠(yuǎn)場(chǎng)信號(hào)公式： in 2r in 2rpo

xxyyEfar(r)

expjk0rt rt

(3.5)

rpo

x2+yx2+y2t t t

，相位項(xiàng)使用了二階的泰勒展開。進(jìn)一步地，(3.5)可以化簡(jiǎn)為：2rpo2rpo

Ein

expjk0

(3.6)從近場(chǎng)信號(hào)模型(3.1)-(3.4)和遠(yuǎn)場(chǎng)信號(hào)模型(3.5)-(3.6)，我們可以看出：Green函數(shù)模型進(jìn)行刻畫[73]。近場(chǎng)電磁效應(yīng)[73]中作者通過(guò)矢量格林函數(shù)同時(shí)考慮了近場(chǎng)球面波信道和多極3.4所示。圖3.4近場(chǎng)多極化球面波建模（圖.。圖3.5近場(chǎng)三極化信道容量RIS中，基于移相器的波束成形器能夠產(chǎn)生對(duì)準(zhǔn)特定位置的聚焦波束，從而提供波束聚焦增益。這種波束成形器在窄帶系統(tǒng)中效果良好。然而，CSI獲取，實(shí)現(xiàn)快速波束訓(xùn)練或波束跟蹤。傳統(tǒng)遠(yuǎn)場(chǎng)通信中對(duì)這個(gè)問(wèn)題的研究主要分為兩類工作：第一類技術(shù)希望減輕遠(yuǎn)場(chǎng)波束分裂造成的陣列增益損失，在波束成形結(jié)構(gòu)中引入時(shí)延電路，CSI。3.6圖3.6近場(chǎng)波束分裂效應(yīng)示意圖文獻(xiàn)[74]（Time近場(chǎng)波束特性首先，針對(duì)近場(chǎng)距離域聚焦特性，[75]中計(jì)算了聚焦深度（DF，depth-of-focus）當(dāng)使用匹配濾波對(duì)距離為F的發(fā)射機(jī)進(jìn)行聚焦時(shí)，DF為：?∈[????,????] (3.7)???+10?????10?其中dFAN3.7時(shí)，近場(chǎng)波束賦形的深度是有限的。圖3.7波束增益隨距離的變化趨勢(shì)??+???[130]??+????????≈

(3.8)N2d21?θ21?12λr 其中β= ，這意味著當(dāng)陣列天N2d21?θ21?12λr 窮大，fnear趨于0。如圖3.8所示，隨著天線數(shù)增大，同角度不同距離的兩個(gè)陣列響應(yīng)矢量之間的相關(guān)性趨于0。漸近正交漸近正交天線數(shù)圖3.8信道相關(guān)性隨天線變化曲線以上兩個(gè)波束特性是線形陣列（Uniformlineararray，ULA）下的情況，接下來(lái)針對(duì)環(huán)形陣列（Uniformcirculararray，UCA）闡述其距離域聚焦特性[76]。UCA場(chǎng)景下的波束聚3.9可以看出，ULA波束賦形增益隨距離減小UCAUCA能夠在更小的范圍內(nèi)聚焦信號(hào)功率，減輕功率泄漏。圖3.9UCA和ULA的波束形成增益比較近場(chǎng)自由度理論分析中作者3.10所示，在典型反30%增益。左圖中白色波數(shù)點(diǎn)對(duì)應(yīng)遠(yuǎn)場(chǎng)通信可用的平面波，綠色波數(shù)點(diǎn)對(duì)應(yīng)近場(chǎng)通信額外可用的倏逝波波數(shù)，紅色點(diǎn)為衰減太大而不可用的倏逝波波數(shù)。圖3.10近場(chǎng)額外自由度文獻(xiàn)[42]（13%圖3.11各向同性散射條件下奈奎斯特采樣LoSMIMOH來(lái)刻畫。對(duì)于離散孔徑MIMOH非零奇異值的總數(shù)或相關(guān)矩陣HHH的秩。MIMO信道矩陣近似為一個(gè)滿秩矩陣，對(duì)應(yīng)的自由度MIMO信道的復(fù)用增益。由于自由度受限于天線的數(shù)量，增加天線數(shù)可以有效改進(jìn)自由度[78]。3.12MIMO近場(chǎng)信道的奇異值σ1≥σ2≥?σNHn較小時(shí)，σnnn達(dá)到某個(gè)臨03.12所示[78]沒有閉合表達(dá)式。但通過(guò)假設(shè)σ1≈σ2≈?≈σe?σe+1≈?σN≈0，可以對(duì)有效自由度進(jìn)行估計(jì)，即：e≈tr2HHH/

HHH

2[79]。此外，從圖3.12可以看出，近場(chǎng)信道有效自F由度隨著傳輸距離的減少而增加。需要注意的是，tr2HHH/

HHH

2原本是于本世紀(jì)初被FVerdú提出用于刻畫低信噪比香農(nóng)容量隨比特信噪比變化的包絡(luò)[80]。只是近年來(lái)有研究者發(fā)現(xiàn)在信道奇異值滿足σ1≈σ2≈?≈σe?σe+1≈?σN≈0的前提下，這一公式也可用來(lái)估計(jì)系統(tǒng)的有效自由度。MIMO系統(tǒng)而言，天線之間的間距可以被視為無(wú)窮小，這是離散孔徑MIMO的一種極限情況。由于此時(shí)收發(fā)機(jī)的天線數(shù)可以被視為無(wú)窮大，系統(tǒng)的自由度也是MIMO信道的奇異值也呈現(xiàn)3.12所示的“兩階段”變化趨勢(shì)[81]MIMO信道而言，系MIMOMIMO信[81]。為了估計(jì)連續(xù)孔徑MIMO的近場(chǎng)自由度，可以將公式e≈tr2HHH/

HHH

2中的信道矩陣HF替換為格林函數(shù)[79]近場(chǎng)性能分析與測(cè)量近場(chǎng)性能分析5G6G超大規(guī)模陣列通信的演變，不僅僅涉及天線數(shù)量或陣列尺[82]-[84]在傳統(tǒng)遠(yuǎn)場(chǎng)模型中，均勻平面陣列的等效信道增益隨著陣列尺寸線性/二次（平方）增[82]-[84]與文獻(xiàn)[85][86]分別針對(duì)超大規(guī)模有源陣列和超大規(guī)模無(wú)源陣列提出了新的近場(chǎng)球面波傳播模型，并考慮了有源/無(wú)源陣列尺寸趨于無(wú)窮大時(shí)的漸進(jìn)性能。在基于近場(chǎng)通信的球面波模型中，等效信道增益隨著有源天線/無(wú)源單元數(shù)量的增加而呈現(xiàn)出非線性增長(zhǎng)，受控于角跨距這個(gè)新參數(shù)[87]，且當(dāng)有源天線/無(wú)源單元數(shù)目趨于無(wú)窮大時(shí)收斂至一個(gè)定值[82]-[86]。除了集中式超大規(guī)模有源陣列，稀疏超大規(guī)模天線陣列具有更大的物理孔徑，其近場(chǎng)特[88]3.133.13展示了集中式與均勻稀疏超大規(guī)模天線陣列通信速率的累計(jì)誤差函數(shù)，可以看出稀疏陣列有望實(shí)現(xiàn)四倍的通信速率提升。圖3.13集中式天線與稀疏天線通信速率累計(jì)誤差函數(shù)關(guān)系[88][89]-[92],進(jìn)一步揭示了其信噪比縮放定律和漸進(jìn)性能，以及與傳統(tǒng)遠(yuǎn)場(chǎng)均勻平面波模型結(jié)果的差異性。從3.14可以看出，當(dāng)模塊數(shù)趨[91]針對(duì)模塊化陣列結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，提出了簡(jiǎn)化的基于子陣非共角/共角均勻球面波模型，并分析其近場(chǎng)波束聚焦圖。從3.15中可以看出，與具有相同天線數(shù)量的集中式陣列結(jié)構(gòu)相比，模塊MIMO3.16中可以看出，MIMO可顯著提升通信性能。圖3.14不同模型下接收信噪比隨天線數(shù)目變化關(guān)系[89]近場(chǎng)波束聚焦圖隨空間頻率差的變化關(guān)系近場(chǎng)波束聚焦圖隨距離差的變化關(guān)系圖3.15不同陣列結(jié)構(gòu)和近場(chǎng)模型下的波束聚焦圖[91][92]圖3.16模塊化和集中式超大規(guī)模天線陣列可實(shí)現(xiàn)和速率隨用戶分布半徑變化關(guān)系[92]（有源陣列（無(wú)源陣列（如3.17所示），用戶到智能超表面和到基站的距離可視為近似相等，而且當(dāng)智[93][94]。若圖3.17尺寸無(wú)限大的智能超表面輔助通信系統(tǒng)此外，已有的傳播模型表明，傳播路徑損耗隨距離的增加呈現(xiàn)出最小損耗因子α2（自由空間損耗模型[94]α3.18的仿真結(jié)果印證了這一結(jié)論。MIMOWide-SenseStationarity）。然而在近場(chǎng)非均勻球面波模型下，空間相LocationSpectrum）。此時(shí)，近場(chǎng)空間相關(guān)性不再呈現(xiàn)廣義空間平穩(wěn)特性[97]。進(jìn)一步地，[98]。除了近場(chǎng)通信，超大規(guī)模多輸入多輸出（Multiple-Input-Multiple-OutputMIMO）的超MIMO雷達(dá)角度估計(jì)的克拉美羅界（Cramer-RaoBoundCRB）不再無(wú)限制減小，而是趨于一個(gè)定值[100]。圖3.18智能超表面輔助通信系統(tǒng)中信號(hào)傳播距離對(duì)不同鏈路路徑損耗的影響為了研究擬議系統(tǒng)定位精度的基本極限，[101]作者在考慮到天線輻射模式的情況下，獲得了費(fèi)雪信息矩陣（FIM）和克拉梅羅下限（CRLB）。分析結(jié)果表明，費(fèi)雪信息矩陣隨HRIS的大小呈二次方增長(zhǎng)(圖3.19)。圖3.19HRIS輔助定位性能PizzoMarzetta等學(xué)者在文獻(xiàn)[102]-[104]中提出在波數(shù)域中對(duì)近場(chǎng)大規(guī)模天線陣列對(duì)應(yīng)HMIMO3.20所示。與時(shí)域和頻域之間的傅里葉變換類似，空間域和波數(shù)域之間的關(guān)系也由傅里葉變換描述，空間域信道可以通過(guò)波數(shù)域信道的傅里葉變換來(lái)表征，表示為

2??,?=2

???,?????,??,??,?????,????????????? (3.9)其中??????????表示波數(shù)域信道，????表示接收波矢量，????表示波矢量，???1????,??,κ?,κ?=?2??,??,κ?,κ????,??,κ?,κ? (3.10)其中波數(shù)域信道可以用與散射環(huán)境和天線布置相關(guān)的信道譜密度???,??,??,???????????3.20傅立葉平面波展開信道建模3.21Rayleigh衰落模型已經(jīng)Clarke模型相吻合。圖3.21傅立葉平面波展開信道容量仿真文獻(xiàn)[105]探討了近場(chǎng)條件下基于電磁傳播信道的通信理論容量極限?；邴溈怂鬼f方程組及刻畫電磁波傳播特性的亥姆霍茲方程，文獻(xiàn)[105]依托矢量格林函數(shù)建立了單極化天圖3.22近場(chǎng)電磁信道容量極限文獻(xiàn)[106]對(duì)目前HMIMO陣列近場(chǎng)通信的原理、技術(shù)從軟件和硬件層面進(jìn)行了全面的總結(jié)綜述，有利于充分了解RIS近場(chǎng)通信的原理、技術(shù)演進(jìn)和發(fā)展方向。近場(chǎng)測(cè)量與近遠(yuǎn)場(chǎng)變換

圖3.23RIS通信應(yīng)用場(chǎng)景[107][108]。根據(jù)測(cè)試距離不同，可將分為遠(yuǎn)場(chǎng)測(cè)量、緊縮場(chǎng)測(cè)量和近場(chǎng)測(cè)量。R≥2d2/λ，（d為測(cè)試波長(zhǎng)室內(nèi)近場(chǎng)是近幾十年發(fā)展起來(lái)的一種測(cè)試方式。近場(chǎng)指的是測(cè)試距離小于經(jīng)典遠(yuǎn)場(chǎng)條件（R<2d2/λ）的測(cè)量環(huán)境。室內(nèi)近場(chǎng)測(cè)試并不滿足遠(yuǎn)場(chǎng)條件，所測(cè)數(shù)據(jù)與散射截面積的物理（GeneralDynamics）LaHaier研究的基于合成孔徑成像的近遠(yuǎn)場(chǎng)變換算法，以其實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、變換精度高、去噪功能好等特點(diǎn)，成為業(yè)內(nèi)專家關(guān)注的熱點(diǎn)。[90]量中的近遠(yuǎn)場(chǎng)變換常用球面波環(huán)式散射外推技術(shù)（CircularNear-fieldtoFar-FieldTransformation,CNFFFT）。CNFFFTLaHaie團(tuán)隊(duì)提出[91][92][96][97][98]，是一種精度較高且工程應(yīng)用廣泛的近遠(yuǎn)場(chǎng)變換算法。近場(chǎng)信道測(cè)量與建模在5GMIMO[109][110]。目前，新中頻吸引了產(chǎn)業(yè)界和學(xué)術(shù)界的廣泛關(guān)注[111]。2023年12月，引領(lǐng)全球移動(dòng)通信業(yè)（以下簡(jiǎn)稱確定了Rel-19首批16個(gè)RAN7-24GHz信道模型研究部分包括了近場(chǎng)和空間非平穩(wěn)的信道測(cè)量和建(ExtremelyLargeApertureArrayELAA)近場(chǎng)信道測(cè)量信道測(cè)量設(shè)備用于獲取鏈路端收發(fā)端天線的信道脈沖響應(yīng)(ChannelImpulseResponse,CIR)4.1統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍有限，收發(fā)端之間的同步復(fù)雜[114][115][116]?；谑噶烤W(wǎng)絡(luò)分析儀(VectorNetworkAnalyzer,VNA)的信道測(cè)量平臺(tái)屬于頻域信道探測(cè)系統(tǒng)，優(yōu)點(diǎn)是工作頻率和帶寬可[117][118]。VNAMIMO（Multiple-Input-Multiple-Output）信道的測(cè)量，更應(yīng)該關(guān)注信道空間域的測(cè)量能力，因?yàn)槿绾胃玫乩每臻g維度是近場(chǎng)MIMO技術(shù)的關(guān)鍵任務(wù)。為了實(shí)現(xiàn)近場(chǎng)信道的測(cè)量，目前已有幾種采集信道空間分布特征的方案，包括真實(shí)天個(gè)天線單元(或者小型天線陣則是多個(gè)天線陣元)，通過(guò)機(jī)械移動(dòng)虛擬形成一個(gè)大型天線陣[109][119][120][121]MIMO信道測(cè)量中是最常用的。然而，由于機(jī)械運(yùn)動(dòng)緩慢，虛擬天線陣的測(cè)量場(chǎng)景受限于準(zhǔn)靜態(tài)場(chǎng)景。(a)時(shí)域測(cè)量 (b)頻域測(cè)量4.1時(shí)域和頻域的信道測(cè)量平臺(tái)[109][122]4.2VNAVNA6.5m。在收發(fā)天線之間放置了一塊金屬板作Rx03600.5m的虛擬均勻圓形陣0.15240095GHz~105GHz。從結(jié)果S”MIMO信道中存在近場(chǎng)和空間非平穩(wěn)特性。文獻(xiàn)[123]3.5GHz頻段開展了視距(LOS)和非視距(NLOS)條件下2564.2(a)VNA的近場(chǎng)信道測(cè)量，(b)陣元上的信道沖激響[124]近場(chǎng)信道仿真（Fresnel（Fraunhofer對(duì)于收發(fā)天線單元之間的距離也為近場(chǎng)的情況下，相關(guān)仿真仿真結(jié)果如圖4.3所示。圖4.3(a)水平極化陣子近場(chǎng)電磁場(chǎng)分布。(b)垂直極化陣子近場(chǎng)電磁場(chǎng)分布如4.3所示，分別是水平極化電流源與垂直極化電流源在近場(chǎng)電場(chǎng)及磁場(chǎng)極化的分布LOS/NLOS狀態(tài)保持一致的情況，需要基于收NLOS徑以鏡面反射為主且無(wú)信道生滅等非平穩(wěn)特征時(shí)，可以基于雙移動(dòng)空間一致性模型推導(dǎo)出收發(fā)天線任意兩對(duì)單元之間的信道狀態(tài)。6GHz1024的大規(guī)模天線陣列近場(chǎng)信道（4.4）的陣子間空間一致性仿真結(jié)果如4.5-4.8（假設(shè)終端天線為單陣子的場(chǎng)景）。圖4.4大規(guī)模天線陣列排布（6GHz，1024單元）圖4.5(a)天線各陣子-第1徑-絕對(duì)時(shí)延(b)天線各陣子-第2徑-絕對(duì)時(shí)延圖4.6(a)天線各陣子-第1徑-AOA/AOD/ZOA/ZOD(b)天線各陣子-第2徑-AOA/AOD/ZOA/ZOD圖4.7(a)天線各陣子-第1徑-相對(duì)功率(b)天線各陣子-第2徑-相對(duì)功率圖4.8(a)天線各陣子-第1徑-相位(b)天線各陣子-第2徑-相位（如4.9PEC入射波被散射體遮擋及反、衍射后，在陣列各單元的幅度及絕對(duì)相位仿真結(jié)果見4.10~圖4.11。圖4.9PEC球與陣列天線的相對(duì)位置，及入射波矢方向H-POL 信號(hào)強(qiáng)度增益(dB)圖4.10在基站陣列天線各單元陣子處，H極化及V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布H-POL 絕對(duì)相位(rad)圖4.11在基站陣列天線各單元陣子處，H極化及V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布4.12所示，為隨機(jī)粗超散射體在大規(guī)模陣列附近，平面波入射波矢如圖中藍(lán)色線4.13~圖4.14。圖4.12近場(chǎng)散射體與陣列天線的相對(duì)位置，及入射波矢方向信號(hào)強(qiáng)度增益（dB）圖4.13在基站陣列天線各單元陣子處，V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布絕對(duì)相位（rad）圖4.14在基站陣列天線各單元陣子處，V極化饋入波對(duì)應(yīng)的信號(hào)強(qiáng)度增益分布近場(chǎng)信道建模MIMO信道建模工作。對(duì)于確定性信道建模，METIS項(xiàng)目[125]MIMOCOST2100模型[126]首次提MIMO天線的空間非平穩(wěn)信道，將移動(dòng)端的簇限制在一個(gè)有限的區(qū)域內(nèi)。在[127]MIMO天線陣列。具體來(lái)說(shuō)，可見區(qū)域的概念，在[128]中利用陣列軸上的生滅過(guò)程對(duì)空間非平穩(wěn)特性進(jìn)行統(tǒng)計(jì)表征。為了驗(yàn)證模型，對(duì)統(tǒng)計(jì)特性進(jìn)行了數(shù)值分析，如相關(guān)性、陣元上簇的平均壽命。在[129]中，基于信道特性研究了超大規(guī)模陣列上的平穩(wěn)區(qū)間劃分方法。在[130]中提出一種應(yīng)用于射線在[122]MIMO平穩(wěn)特性。通過(guò)球面波傳播和物理多徑傳播機(jī)制捕獲具有近場(chǎng)和空間非平穩(wěn)特性的大規(guī)模MIMO信道?；谛诺罍y(cè)量和模型的驗(yàn)證證明了其有效性，下文簡(jiǎn)要介紹。4.15具有空間非平穩(wěn)特性的近場(chǎng)球面?zhèn)鞑ゼ僭O(shè)在Tx陣列和Rx之間存在K條空間非平穩(wěn)球面?zhèn)鞑ヂ窂?。頻率?下的大規(guī)模MIMO信道可以建模為陣列上K條路徑的信道頻率響應(yīng)的疊加，可以簡(jiǎn)潔地表達(dá)為：?????=?⊙?(?)??(?) ?M?????CM×1f[??,??]Sf)CK×1K條路徑中?處的信道頻率響應(yīng)：H(f)[aejf1,,aejfk,,aejfKT

(4.2)1 k Kk條路徑的復(fù)振幅和傳播延遲。A(f)∈CM×K表示球面波傳播的第(m,k)am,km個(gè)天線陣元相對(duì)于參考點(diǎn)的傳播差表示，即：am,k

(f)dk d

jdmdm,kdk

(4.3)m,k其中，cdkk條傳播路徑的第一散射dm,km個(gè)天線陣元指向散射源點(diǎn)的矢量。(a)(b)圖4.16(a)實(shí)測(cè)結(jié)果，(b)信道模型生成圖4.16顯示了驗(yàn)證結(jié)果。模型生成的信道如圖4.16所示，捕獲了測(cè)量中觀察到的所有聚焦超大規(guī)模MIMO[131]在3GPP信道模型的基礎(chǔ)上提出了一種MIMO現(xiàn)了具備近場(chǎng)空間非平穩(wěn)特性的大規(guī)模MIMO信道系數(shù)的準(zhǔn)確生成，該工作依托于6G信道仿真器BUPTCMCCCMG-IMT2030完成（/dataset-public/home）。MIMO上，這部分信道能量集中的陣列被稱為可視區(qū)域（visibilityregion,VR）[132][133]。文獻(xiàn)[134][135]VR[136][137][138]VR定義為用戶-散射體簇之間的可視區(qū)域UC和散射體簇-陣列之間的可視區(qū)域CAUC與CA分別表示用戶可視散射體簇及散射體簇可視天線，如圖4.17所示。圖4.17陣列用戶可視區(qū)域示意圖MIMO的非平穩(wěn)特性使其與傳統(tǒng)的信道模型相比，MIMOk的空間非平穩(wěn)有限徑信道模型表示為Schkβc,sac,scΦUC,ks1

(4.4)βc,scs產(chǎn)生的路徑的復(fù)系數(shù)，也表示該路徑在參考天線上的響應(yīng)，c,sa NVR，則有限徑信道模型轉(zhuǎn)化為c,sSchkcscscΦUC,ks1

(4.5)pc

n0,n0,

ifnCA,celse

(4.6)c其中p{0,1}N1指示散射簇c的可見天線。cMIMOVR

N

S

表示陣列側(cè)和散射體側(cè)的協(xié)方差矩陣，此時(shí)基于信道協(xié)方差矩陣的多天線信道模型為：1 1hkR2HR2h

(4.7)A wsH

N

h 其中表示散射體個(gè)數(shù)， w

和為小尺度衰落系數(shù)矩陣由于不同散射體簇具有不同的VR，在空間非平穩(wěn)場(chǎng)景下，用戶k與基站之間的信道表示為：1sh1,,CR2,kk (4.8)s1GD R2

NSc

(4.9)c CA,cCA,c w,c其中，Gc表示陣列與簇c之間的信道，C表示散射體簇的數(shù)量，Sc表示散射體簇c中的散射體數(shù)量，滿足

CSc1cS

S CA,cH， wH

C,k

為小尺度衰落系數(shù)矩陣，和RCA,cD和

AcA,NA

是可見區(qū)域CA,c內(nèi)的天線協(xié)方差矩陣，

DUC,k

,SC,kCA,c

分別表示用戶k可見的散射簇和簇c可見的天線。如圖4.18所示，對(duì)于天線陣列或基于離散單元的智能反射面（RIS），其產(chǎn)生的近場(chǎng)信之間所有遠(yuǎn)場(chǎng)信道的復(fù)值求和。這種信道模型被稱為非均勻球面波（NUSW）模型[140]。通過(guò)這種方式，天線陣列間的近MIMO信道模型在大多數(shù)情況下在精確性和復(fù)雜性之間達(dá)到了適當(dāng)?shù)钠胶狻?.18離散陣元信道模型示意圖(近似)成具有超高的空間分辨率[140]。對(duì)于連續(xù)孔徑天線的情況，近場(chǎng)信道建?？梢砸蕾囉诟窳趾瘮?shù)方法[141]。具體來(lái)說(shuō)，在這種模型中，格林函數(shù)可以被視為連續(xù)陣元發(fā)射器與近場(chǎng)接4.19（即發(fā)射器有效體積到接收器有效體積圖4.19連續(xù)陣元信道模型示意圖[142]。目前比較有效的近場(chǎng)建模方式從MIMO通信的場(chǎng)傳播模型。4.20圖4.20近場(chǎng)多極化球面波建模發(fā)送端HMIMO在位置的接收電場(chǎng)可以表示為：第n個(gè)發(fā)送端HMIMO天線在某個(gè)接收點(diǎn)處的信道可以表示為：

(4.10)(4.11)(4.12)HMIMO的尺寸通常要比發(fā)送端的小，因此可以合理地假設(shè)每個(gè)接收端HMIMO天線功率正比于接收端天線尺寸因此則第n個(gè)發(fā)送端HMIMOmHMIMO天線之前的信道可以表示為：(4.13)其中， 。因此整個(gè)信道矩陣可以表示為：其中信道子矩陣

表示p極化方向的發(fā)送端分量到q極化相比于雙極化HMIMO和傳統(tǒng)的單極化HMIMO，三極化HMIMO的信道容量要更高[143]。4.21多極化信道容量現(xiàn)有研究中的信道模型通常假設(shè)散射簇都位于近場(chǎng)，或者都位于遠(yuǎn)場(chǎng)，然而實(shí)際中超MIMOMIMO信道通常由遠(yuǎn)場(chǎng)和近場(chǎng)路徑分量共同組成。現(xiàn)有近場(chǎng)或遠(yuǎn)場(chǎng)信道模近場(chǎng)與遠(yuǎn)場(chǎng)的界限劃分對(duì)無(wú)線通信系統(tǒng)的很多方面都有影響，如陣列天線表征、傳播信道、感知等[144]。為建立混合遠(yuǎn)近場(chǎng)信道模型，我們首先討論遠(yuǎn)場(chǎng)與近場(chǎng)的界限劃分。MISO/SIMO，MIMOMISO/SIMO（Rayleighdistance），2?2/?D表示陣列孔徑，?表示載波波長(zhǎng)。MIMOMIMO2????其中??，??分別表示接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的最大陣列孔徑。圖4.22超大規(guī)模MIMO混合遠(yuǎn)近場(chǎng)傳播環(huán)境如4.22MIMO系統(tǒng)存在兩種不同的散射簇，遠(yuǎn)離基站的簇位于遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)，為了描述信道中遠(yuǎn)近場(chǎng)混合的特征，表示混合場(chǎng)信道模型公式如下：hhybridfield

LNL laNL

1Llbl

,l其中，L

0,1

lf

f f n n nln1

(4.15)是可調(diào)節(jié)參數(shù)用于控制近場(chǎng)簇和遠(yuǎn)場(chǎng)簇的比例， f和 是可調(diào)節(jié)參數(shù)用于控制近場(chǎng)簇和遠(yuǎn)場(chǎng)簇的比例， f和 f分別表示第lfalf

) l是與 l

有關(guān)的遠(yuǎn)場(chǎng)陣列導(dǎo)向矢量，l l l ln

bl,l)

n，n和n分別表示第

n n是與 n和n有關(guān)的近場(chǎng)陣列導(dǎo)向矢量。當(dāng)1時(shí)，該混合場(chǎng)模型成為遠(yuǎn)場(chǎng)模型，當(dāng)0時(shí)，該模型成近場(chǎng)傳輸技術(shù)近場(chǎng)信道估計(jì)精確的信道狀態(tài)信息是設(shè)計(jì)6G網(wǎng)絡(luò)信號(hào)處理的基礎(chǔ)保障，是實(shí)現(xiàn)6G超高頻譜效率的關(guān)鍵因素。然而，由于輻射近場(chǎng)的新特性，給精確的信道估計(jì)帶來(lái)了挑戰(zhàn)。5G（OrthogonalMatchingPursuit，OMP）等稀疏信號(hào)重構(gòu)方法精確重構(gòu)角度域信道。然而，遠(yuǎn)場(chǎng)低開銷信道由于超大規(guī)模陣列的近場(chǎng)信道由球面波構(gòu)成，近場(chǎng)球面波傳播特性將導(dǎo)致如5.1所示的圖5.1近場(chǎng)信道角度域能量擴(kuò)散效應(yīng)[145]。文獻(xiàn)[146]利用給定觀測(cè)信號(hào)時(shí)球面波傳播角度和距離的耦合性，構(gòu)建距離參數(shù)化角域5.2所示?？紤]到極坐標(biāo)域方法在字典構(gòu)建上存在的困難，[147]中進(jìn)一步提出基于模型的深度學(xué)習(xí)近場(chǎng)信道估迭代收縮閾值算法實(shí)現(xiàn)信道參數(shù)的稀疏恢復(fù)。圖5.2字典相干性對(duì)比圖(a).距離參數(shù)化角域字典，(b).極坐標(biāo)域字典(同一角度下不同距離變化圖)除了構(gòu)建近場(chǎng)極坐標(biāo)域的碼本來(lái)保證近場(chǎng)信道的稀疏性，[148]中通過(guò)構(gòu)建一個(gè)波前轉(zhuǎn)圖5.3聯(lián)合角域-極坐標(biāo)域采樣為了消除功率擴(kuò)散帶來(lái)的信道估計(jì)精度損失，[149]中提出了面向功率擴(kuò)散消除的遠(yuǎn)近場(chǎng)信道估計(jì)方法。其對(duì)近遠(yuǎn)場(chǎng)信道進(jìn)行聯(lián)合角域-極化域變換：即壓縮感知的變換字典同時(shí)5.3OMP方法檢測(cè)得到基于輻射近場(chǎng)信道在極化域的稀疏性和深度學(xué)習(xí)算法在信道估計(jì)方面的高性能表現(xiàn)，[150]中提出了兩種信道估計(jì)方案，即基于極化域多重殘差密集網(wǎng)絡(luò)（polar-domainmultipleresidualdensenetwork，P-MRDN）和極化域多尺度殘差密集網(wǎng)絡(luò)（polar-domainmulti-scaleresidualdensenetwork，P-MSRDN）交匹配追蹤算法（polar-domainorthogonalmatchingpursuit，P-OMP）對(duì)比[145]，分析了信道稀疏性對(duì)傳統(tǒng)算法和深度學(xué)習(xí)算法性能的影響。圖5.4基于MRDN的信道估計(jì)方案圖5.5基于P-MRDN的信道估計(jì)方案5.4MRDN[151]的信道估計(jì)方案。該方案旨在通過(guò)快速傅里葉變MRDN5.65.5P-MRDN的信道估計(jì)方案采樣極化域變換（polar-domaintransform，PT）將接收信號(hào)轉(zhuǎn)換到極化域中，MRDNP-MRDN的信道估計(jì)方案之間的關(guān)鍵區(qū)別在于它MRDN的信道估計(jì)方案將信道轉(zhuǎn)換到角度域中，P-MRDN的信道估計(jì)方案將信道轉(zhuǎn)換到極化域中，ASPP和RDNASPPspatialpyramidpooling-basedresidualdensenetwork，ASPP-RDN），5.6ASPPP-MRDN中，新的信道估計(jì)方案可以實(shí)現(xiàn)更高的歸一化均方誤差（normalizedmean-square性能。圖5.6RDN、CMAM和ASPP-RDN系統(tǒng)模型圖5.7陣列用戶可視區(qū)域示意圖（visibility[152]5.7可定義為用戶-散射體之間的可視區(qū)域和散射體-VRVRVR中，直接獲取每個(gè)天線單元對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)功率難度較大。為此，[154]考慮了基站采用子VRVRRISMIMO系統(tǒng)RIS的使用同樣會(huì)引入近場(chǎng)空間非平穩(wěn)特性。為此[155]考慮了RISVR識(shí)別問(wèn)題：首先估計(jì)得到用戶-RIS-VRVRVRVR作為一地理上的區(qū)域，且與陣列上的特定天線單元集合相對(duì)應(yīng)，即當(dāng)用戶位于VRVR區(qū)域時(shí)，信號(hào)可以被陣列上的其他特定天線單元集合接收到。文獻(xiàn)[156]VR信VRVR。（方向一個(gè)維度上控制信號(hào)傳（波束聚焦）技術(shù)能夠?qū)⑿盘?hào)能量聚焦在空間特定位置上，實(shí)現(xiàn)在角度和距離兩個(gè)維度上控制信號(hào)傳播[157][158]。近場(chǎng)波束賦形（波束聚焦）提供了一種新型的多用戶干擾控制機(jī)制。 圖5.8遠(yuǎn)場(chǎng)波束賦形和近場(chǎng)波束賦形CSIMIMO波束賦形設(shè)計(jì)方法，比如最大比率傳輸（MaximumRatio）、迫零傳輸（Zero-Forcing）和最小均方差傳輸（Minimum-MeanSquare5.8所示，在遠(yuǎn)場(chǎng)環(huán)境中，不同用戶的信道隨[159]。因此，在近場(chǎng)情況下，波束賦形能夠同時(shí)將波束聚焦圖5.9全連接時(shí)延-相移波束賦形圖5.10部分連接時(shí)延-相移波束賦形圖5.11串行連接時(shí)延-相移波束賦形分復(fù)用技術(shù)（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM）?？臻g寬帶效應(yīng)則使不[159]和[160]提出了一種全連接時(shí)延-相移混合波束賦形架構(gòu)，如圖5.9所示。這一架構(gòu)通過(guò)引入適量的真實(shí)時(shí)延器，輔助實(shí)現(xiàn)隨頻率變化的波束，有效克服了波束斜視和波束分裂問(wèn)題。[161]和[162]分別提出了部分連接和串行連接時(shí)延-（5.105.11所示部分連接時(shí)延-相移波束賦形[161]：在此架構(gòu)中，每個(gè)射頻鏈通過(guò)真時(shí)延器和相移串行連接時(shí)延-相移波束賦形[162]：這種架構(gòu)仍然采用全連接方式，但真時(shí)延器不VRVR相比于整個(gè)超大規(guī)模陣列能夠具有顯著低的天線數(shù)目，基于VR設(shè)計(jì)的預(yù)編碼能夠顯著降低算法求逆運(yùn)算等操作的復(fù)雜度。文獻(xiàn)[105]提出可基于近場(chǎng)信道表達(dá)式，計(jì)算各子陣列的接收功率閉式表達(dá)式，從而找VRVR對(duì)應(yīng)VRVR能夠接收到絕大VR在降低近場(chǎng)預(yù)編碼復(fù)雜度上仍然存在潛在的利用空間。超大規(guī)模陣列具有服務(wù)大量用戶的能力，VR。VRVR重疊的用戶組之間僅存在[105]。同時(shí)，[163]中也提出了一種通過(guò)利用有效利用基站通過(guò)信道估計(jì)獲得的用戶可視區(qū)域分布randomizedKaczmarz(rKA)算法設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度接收機(jī)能夠?qū)崿F(xiàn)性能和復(fù)雜度的折中。圖5.12CPU和LPU協(xié)同處理的超大規(guī)模多天線系統(tǒng)文獻(xiàn)[164]設(shè)計(jì)了相控陣-RIS5.13RISRISRIS用于將入射波向裝備傳統(tǒng)天線陣列的用戶傳輸。具RISRIS尺寸足夠大時(shí)，RIS上的入射波功率分布，從而選擇性激活特定位置的RISRISRIS相干的波束賦形傳輸。上述相控陣-RIS兩級(jí)波束賦形方案在發(fā)射天線物理位置不變的條件LoSMIMO信道正交化，以獲得較高的空間復(fù)用

圖5.13相控陣-RIS兩級(jí)波束賦形方案示意圖5GNRCSI（PrecodingMatrixIndicator，PMI）DFT向量作為構(gòu)造碼字的基本單元，可以視作對(duì)角度域的均勻量化。當(dāng)考慮用戶位于近場(chǎng)的場(chǎng)景，可以采用分?jǐn)?shù)傅里葉變換（FractionalFourierTransform，F(xiàn)RFT）向量作為基本碼字構(gòu)造單元[165]。具體來(lái)說(shuō)，如5.14ULA場(chǎng)景中，碼字為對(duì)(sinθcos2θ/r)FRFTUPA場(chǎng)景對(duì)應(yīng)(sinθcosΦsinθsinΦ1/r)0時(shí)，F(xiàn)RFTDFT碼字，PMI碼本方案的兼容性。通過(guò)分析近場(chǎng)導(dǎo)向向量與碼字的相關(guān)性可以發(fā)現(xiàn)，對(duì)1~35.15證和均勻采樣相同的量化性能，但碼本大小僅僅是對(duì)比方案的77%。圖5.14FRFT碼字量化性能示意圖圖5.15角度錯(cuò)位的近場(chǎng)碼本設(shè)計(jì)方式5GNR基于離散傅里葉變換(DFT)5.16(a)DFTfocusing)可以形成近場(chǎng)信道的最佳相干波束賦形器，如5.16(d)對(duì)常見的均勻矩形面陣的兩個(gè)維度以克羅內(nèi)克積的形式分別描述。因此，應(yīng)考慮為大孔徑MIMO天線陣列設(shè)計(jì)新的近場(chǎng)碼本。圖5.16遠(yuǎn)、近場(chǎng)碼本原理和相位分布示意圖工業(yè)界提出了兩種適用于近場(chǎng)波束賦形的碼本。第一種稱為兩步波束賦形(two-stepbeamforming)[166]MIMO天線陣列劃分為若干較小的子DFTDFT波束；第二步再將每個(gè)子陣的子波束依codebookDFTDFT碼本?；谟脩粝鄬?duì)陣列參考點(diǎn)的距離信息，DFT向量將第一層形成的聚焦波束沿焦平面偏轉(zhuǎn)一定角度指向傳統(tǒng)碼本通常僅針對(duì)遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域進(jìn)行設(shè)計(jì)，隨著天線口徑不斷擴(kuò)大，近場(chǎng)區(qū)域隨之?dāng)U張，用戶將會(huì)隨機(jī)分布在近場(chǎng)或遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域[168]。由于電磁波在遠(yuǎn)場(chǎng)和近場(chǎng)中的傳播特性不同，傳統(tǒng)的遠(yuǎn)場(chǎng)碼本或近場(chǎng)碼本不再適用于此類近遠(yuǎn)場(chǎng)混合分布的場(chǎng)景[169]。為在用戶分布未[170]。碼字覆蓋區(qū)域劃分：5.17所示，首先基于電磁波傳播特性分析，將發(fā)射機(jī)覆蓋范P個(gè)區(qū)域。射機(jī)至各區(qū)域的等效信道。0圖5.17遠(yuǎn)近場(chǎng)碼字覆蓋區(qū)域劃分針對(duì)多普勒頻移的估計(jì)算法可以遷移至近場(chǎng)問(wèn)題中來(lái)估計(jì)不同位置的天線看到的近場(chǎng)信道結(jié)合以上分析，未來(lái)近場(chǎng)碼本設(shè)計(jì)可以從以下幾個(gè)思路展開：法等方法可以用來(lái)輔助形成近場(chǎng)碼本。近場(chǎng)波束訓(xùn)練XL-MIMOBS的近場(chǎng)無(wú)線通信系統(tǒng)波束增益更大、波束寬度更窄、指向性更強(qiáng)，但這同時(shí)也對(duì)近DFT的遠(yuǎn)場(chǎng)碼本用于練不MIMO近場(chǎng)波束訓(xùn)練需要在角度域和距離域兩個(gè)維度上進(jìn)行波束搜索。文獻(xiàn)[145]提出了一種新的極化極化域碼本，其中每個(gè)波束碼字指向具有目標(biāo)角度和距然而，這將導(dǎo)致過(guò)高的波束訓(xùn)練開銷；為降低窮舉搜索的訓(xùn)練導(dǎo)頻開銷，[171]提出一DFT波束碼本掃描時(shí)，在一（稱為顯著角度區(qū)域DFT練導(dǎo)頻開銷為，較之二維窮舉搜索方案顯著降低；此外，[172]提出一種高效的近場(chǎng)分層波N成正比，進(jìn)一步地降低波束訓(xùn)練導(dǎo)頻開銷；[173]中創(chuàng)新性地出一種DFT碼本的聯(lián)合角度與距離波束訓(xùn)練方案。傳統(tǒng)的波束訓(xùn)練方法是根據(jù)用戶的最大接DFT碼本掃描的近場(chǎng)波束訓(xùn)練設(shè)計(jì)，并首次提出新的有效方案來(lái)為了設(shè)計(jì)開銷最小的高效波束訓(xùn)練方案，[174]提出了一種近場(chǎng)二維(2D)分層波束訓(xùn)練Gerchberg-Saxton(GS)GSXL-MIMO系統(tǒng)中實(shí)-廣泛的關(guān)注，研究表明深度學(xué)習(xí)的方法應(yīng)用于近場(chǎng)波束訓(xùn)練能夠大幅度地降低導(dǎo)頻開銷[175][176]。利用遠(yuǎn)場(chǎng)寬波束對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)來(lái)估計(jì)最佳近場(chǎng)波束，具體提出了兩種訓(xùn)練方5.18所示。圖5.18用于近場(chǎng)波束訓(xùn)練的神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)近場(chǎng)多址技術(shù)位分多址（LDMA）無(wú)線通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)的主要目標(biāo)之一，是不斷提高傳輸速率。在一定的帶寬資源條件下，5GMIMO系統(tǒng)譜效的提升主要通（spatialdivisionmultipleaccess,5G大規(guī)模MIMO系統(tǒng)主要通過(guò)大規(guī)模陣列天線生成高增益的指向性波束，利用指向性波束可將無(wú)線通過(guò)利用近場(chǎng)波束“角度-5GSDMA利-（locationdivisionmultipleaccess,LDMA）技術(shù)，為提升頻譜效率提供了新的技術(shù)路徑[177]。具體而言，如圖5.19所示，不同于遠(yuǎn)場(chǎng)波束僅具備角度域的一維匯聚特性，近場(chǎng)波束具備“角度-距離”域的二維聚焦特性，即近場(chǎng)波束可以將無(wú)線信號(hào)聚焦于特定角度與特定距離（即某一位置）?；诮鼒?chǎng)波束的二維聚焦特性，類似于遠(yuǎn)場(chǎng)波束的角度域漸近正交性，[177]中率先證明了SDMALDMASDMA只能同時(shí)服務(wù)不同角度的用戶，LDMA可以利用近場(chǎng)波束的二維聚焦特性同時(shí)服務(wù)相同角度、不同距離的用戶。LDMASDMA主要依靠增加天線數(shù)來(lái)提升頻譜效率的基本思路，圖5.19遠(yuǎn)場(chǎng)空分多址與近場(chǎng)位分多址技術(shù)非正交多址（NOMA）[178]；另一方接入（OrthogonalMultipleAccess,OMA）技術(shù)，其最大可支持用戶數(shù)量受限于射頻鏈路的（Non-OrthogonalMultipleAccess,技術(shù)允許多個(gè)用戶復(fù)用相同的無(wú)線資源塊(如時(shí)隙、子載波、空間波束等)并在功率域或碼字域上區(qū)分各個(gè)用戶，NOMA通信是一個(gè)極具潛力的解NOMA通信帶了一系列新的設(shè)計(jì)思5.20所示，具體如下：“從遠(yuǎn)到近”（SuccessiveInterferenceCancellation相比遠(yuǎn)場(chǎng)NOMA通信，通過(guò)利用近場(chǎng)波束聚焦功能，遠(yuǎn)離基站的用戶（遠(yuǎn)用戶）可以獲得比靠近基（近用戶NOMA能夠?qū)崿F(xiàn)“從遠(yuǎn)到近”SIC解碼順序設(shè)計(jì)[179]NOMA強(qiáng)用戶先解碼并消除近用戶（NOMA弱用戶）NOMA通信中這幾乎是不能實(shí)現(xiàn)的。NOMA用戶分簇：NOMA的角度域用戶分簇，利用近場(chǎng)波NOMA中可以將在同一角度上的用戶進(jìn)一步劃分成若干NOMA用戶簇，以顯著減少用戶間干擾[179]。NOMANOMA技術(shù)服務(wù)額外的遠(yuǎn)場(chǎng)用戶，以進(jìn)一步增強(qiáng)網(wǎng)絡(luò)的用戶接入能力[180]。圖5.20近場(chǎng)NOMA通信設(shè)計(jì)示意圖無(wú)用戶標(biāo)識(shí)隨機(jī)接入（URA）些用戶具有極低的激活概率，且通過(guò)短數(shù)據(jù)包進(jìn)行上行傳輸。無(wú)用戶標(biāo)識(shí)隨機(jī)接入（unsourcedrandomaccess,URA）[181][182]是一類高效的大規(guī)模隨機(jī)接入方案：它為所有MIMO部署導(dǎo)致的近場(chǎng)距離增加，可預(yù)見將有相當(dāng)數(shù)量的用戶位于近場(chǎng)URA方案值得進(jìn)一步探索。考慮到共享碼本中的碼字個(gè)數(shù)隨消息長(zhǎng)度呈指數(shù)級(jí)增長(zhǎng)，URA通常采用多段編碼傳輸另一方面，近場(chǎng)信道在“角度-距離”兩個(gè)維度的特征，可作為用戶隱含的“身份”信[183]，無(wú)需添加冗余校驗(yàn)比特，有助于提升編碼速率與頻譜效率。近場(chǎng)系統(tǒng)架構(gòu)與部署3.1，傳統(tǒng)上采用瑞利距離來(lái)區(qū)分近場(chǎng)和遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域，該距離會(huì)隨著陣列物理尺6G6G候選技術(shù)需要大幅增加有源天線/無(wú)源6G（包含超大規(guī)模有源/無(wú)源陣列）。此外，超大規(guī)模有源/無(wú)源陣列的部署方式對(duì)近場(chǎng)通信關(guān)鍵技[184]5.21所示）。其中，將超大規(guī)模陣列部署于基站或中繼側(cè)在實(shí)際中較為容易實(shí)現(xiàn)。對(duì)于超大規(guī)模有源陣列，將其直接部署在基站/中繼處可以顯著提升基站/中繼的通信系統(tǒng)容量和通信覆蓋范圍，此時(shí)由于部分用戶處于基站/中繼的輻射近場(chǎng)區(qū)域，系統(tǒng)的設(shè)計(jì)需要考慮混合遠(yuǎn)近場(chǎng)效應(yīng)以及遠(yuǎn)場(chǎng)與近場(chǎng)用戶之間的干擾。對(duì)于超大規(guī)模無(wú)源陣列（如智能超表面），當(dāng)其部署在基站/中//（有源）天線數(shù)量。此外，無(wú)源陣列引發(fā)的乘性路徑損耗也將隨著超大規(guī)模無(wú)源陣列與基站/中繼之間距離的減小而削減，此時(shí)，系統(tǒng)的設(shè)計(jì)不僅需要考慮前述的混合遠(yuǎn)近場(chǎng)效應(yīng)和干擾問(wèn)題，還需要考慮基站/中繼與超大規(guī)模無(wú)源陣列之間的近場(chǎng)效應(yīng)。另一方面，由于成本和能耗的（無(wú)源陣列具備低成本和（包含超大規(guī)模有源/無(wú)源陣列部署可以分為集中式部署和分布式部署。對(duì)于給定數(shù)量的有源天線/無(wú)源單元，這兩種部署方式有著/單（多用戶共享（1）部署在基站側(cè) （2）部署在中繼側(cè)（3）部署在用戶側(cè) （4）部署在基站和用戶圖5.21超大規(guī)模陣列部署場(chǎng)景（以智能超表面部署為例）部署優(yōu)化目標(biāo)的角度[188]圖5.22基于近場(chǎng)中繼的混合通信架構(gòu)標(biāo)準(zhǔn)影響MIMO以及高頻技術(shù)在通感中的應(yīng)用，使通感技術(shù)在近場(chǎng)中工作成為可能，RIS技術(shù)中大面板的應(yīng)用也會(huì)使用戶以更大概率處于近場(chǎng)，因此在通感、RIS技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)化過(guò)程中也需要考慮近場(chǎng)影響。近場(chǎng)潛在標(biāo)準(zhǔn)化工作方向包括：TR38.901中的信道模型[189]基于幾何的隨機(jī)信道模型（Geometry-basedStochasticChannelModel，GBSM）架構(gòu)簡(jiǎn)潔，（Map-BasedHybridChannelModel，MHCM）包含一定確定性信息分量和隨機(jī)統(tǒng)計(jì)分量，有一定準(zhǔn)確性且計(jì)算（如射線追蹤方法點(diǎn)，構(gòu)建平衡準(zhǔn)確性與計(jì)算復(fù)雜度的信道模型。202312月，第三代合作伙伴計(jì)劃（3rdGeneraonarnershproec,3GP在AN#102724GHz[14]5GRel-19TR38.901中的信道模5G信道模型標(biāo)準(zhǔn)的局限性，以覆蓋現(xiàn)有及未來(lái)可能的近場(chǎng)應(yīng)用評(píng)估需求。在通感、RIS標(biāo)準(zhǔn)化過(guò)程中需要考慮近場(chǎng)影響。包括建立通感、RIS技術(shù)在近場(chǎng)區(qū)域的RISRIS近場(chǎng)區(qū)域中的波束賦形、信道估計(jì)、碼本設(shè)計(jì)等技術(shù)方案。近場(chǎng)與其他技術(shù)融合近場(chǎng)與定位6G時(shí)代中的重要技術(shù)。近場(chǎng)與定位圖6.1近場(chǎng)信號(hào)模型和遠(yuǎn)場(chǎng)信號(hào)模型號(hào)模型由球面波前表征。右側(cè)子圖給出了考慮近場(chǎng)的電磁物理效應(yīng)的更精確的近場(chǎng)信號(hào)模型)圖6.1給出了近場(chǎng)信號(hào)模型和遠(yuǎn)場(chǎng)信號(hào)模型。根據(jù)圖6.1，我們來(lái)解釋近場(chǎng)傳播的球面波前特性有助于提高定位精度的原因：（1）遠(yuǎn)場(chǎng)信號(hào)的平面波前建模導(dǎo)致不同接收天線元件獲得的到達(dá)角（AOA）是相同的，所以遠(yuǎn)場(chǎng)的平面波前建模只能估計(jì)到達(dá)角。如果要估圖6.2近場(chǎng)定位與姿態(tài)感知系統(tǒng)圖在文獻(xiàn)[190]中，對(duì)于無(wú)噪聲情況，作者提出了相位模糊距離和間距約束距離去精確地其次，對(duì)于帶噪的情況，聯(lián)合定位和姿態(tài)估計(jì)需要應(yīng)用信號(hào)估計(jì)理論進(jìn)行。文獻(xiàn)[191][192]中，作者開發(fā)了聯(lián)合定位和姿態(tài)估計(jì)器Ziv-ZakaiCramér-Rao下界，Ziv-Zakai下界在低信噪比區(qū)域也能Ziv-Zakai0.1級(jí)（估計(jì)誤差范圍為0.1）。值得注意的是，源定位主要估計(jì)用戶的兩個(gè)位置參數(shù)：信源相對(duì)于基站的角度和距離。（AngleofArrival，AOA）獲得角度估計(jì)；通過(guò)到達(dá)時(shí)間（TimeofArrival，TOA）獲得距離估計(jì)。然而，上述聯(lián)合估計(jì)需要精確的同步和/或多個(gè)接入點(diǎn)參與，并且與直接定位相比，通常定位性能為次優(yōu)。當(dāng)無(wú)[193]（CurvatureofArrival，COA）直接計(jì)算用戶的位置，實(shí)現(xiàn)單陣列同時(shí)確定距離和方向，而不是像遠(yuǎn)場(chǎng)DOATOA估計(jì)，在提升定位估計(jì)精度的同時(shí)顯著降低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度[194]。RIS的近場(chǎng)定位技術(shù)MIMO技術(shù)的近場(chǎng)通信和定位，需要大量的天線單元和射頻通道，其中包括移相器、混頻器、ADCRIS的近場(chǎng)定位可以充分RIS陣列中大量的周期排布單元可以獲取豐富的飛行時(shí)間(ToF)和空間譜信息，從而有望對(duì)信源位置進(jìn)行精確的RISd和方位(θ,φ)圖6.3基于RIS與非均勻時(shí)間調(diào)制的二維DOA估計(jì)示意圖[197][198]，將多維的RISDOA估計(jì)減少為6.3RISRIS的近場(chǎng)區(qū)域，近場(chǎng)球面波傳RIS反射元的接收信號(hào)具有不同的到達(dá)角（AngleofArrival,AoA）從而使RIS輔助多用戶太赫茲系統(tǒng)的近場(chǎng)聯(lián)合信道估計(jì)與定位（nearfieldjointchannelestimationandlocalizationNF-JCEL）方法[199]6.4RIS中心反射元的到達(dá)角、距離RISLS估計(jì)可能引起的噪Toeplitz圖6.4RIS輔助太赫茲多用戶近場(chǎng)定位系統(tǒng)模型6.5RIS各RIS有效提高角度分辨力。圖6.5定位均方誤差隨RIS反射元數(shù)目變化關(guān)系基于可控波束偏移的近場(chǎng)定位技術(shù)寬帶大規(guī)模MIMO系統(tǒng)使用移相器結(jié)構(gòu)對(duì)OFDM信號(hào)進(jìn)行波束賦形時(shí)會(huì)發(fā)生波束偏移效應(yīng)，其中，遠(yuǎn)場(chǎng)波束偏移效應(yīng)使得不同頻率的子載波波束的角度方向指向發(fā)生了偏移6.6M+1個(gè)子載波，隨著子載波頻率的增加，0M6.6f0=(10m60°)36GHz，其近場(chǎng)波束賦形偏移至(22.99m46.19°)處。由此可見，近場(chǎng)波束偏移現(xiàn)象在寬帶系統(tǒng)中是不可忽視的。圖6.6近場(chǎng)波束偏移軌跡示意圖圖6.7近場(chǎng)可控波束偏移軌跡示意圖6.7所示，考慮在基站鏈路中為每個(gè)移相器級(jí)聯(lián)一個(gè)真時(shí)延線，通過(guò)精心設(shè)置移相6.7展示了若干近場(chǎng)可控波束偏移軌跡的示例，2048T1T2T1T2T3T4在角度上呈現(xiàn)對(duì)稱趨T5T6在一個(gè)較小的區(qū)域內(nèi)偏移，這有