運算放大器關(guān)鍵性能指標(biāo)

模擬運放關(guān)鍵性能指標(biāo)運放的分類1點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容輸入失調(diào)電壓Vos及溫漂2點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容輸入失調(diào)電流和輸入偏置電流3點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容共模抑制比4點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容開環(huán)電壓增益目錄5點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容點擊添加內(nèi)容增益帶寬積、壓擺率輸入失調(diào)電壓Vos及溫漂輸入失調(diào)電壓：運放開環(huán)使用時，加載在兩個輸入端一個直流電壓，使放大器直流輸出電壓為0。影響：當(dāng)一個放大器被設(shè)計成Af倍閉環(huán)電壓增益（同相輸入放大增益）時，放大器在零輸入時，輸出存在一個AfVos的直流電平，閉環(huán)增益越大，輸出失調(diào)電壓越大。產(chǎn)生原因：

運放的輸入失調(diào)電壓來源于運放差分輸入級兩個管子的不匹配。如下圖。受工藝水平的限制，這個不匹配是不可避免的。失調(diào)電壓的溫漂，也就是說，上面提到的輸入失調(diào)電壓會隨著溫度的變化而變化。而我們的實際電路的應(yīng)用環(huán)境溫度總是變化的，這又給我們帶來了棘手的問題。下表就是在OPA376datasheet上截取下來的參數(shù)。它溫漂最大值為1uV/℃(-40℃to85℃)。一大批運放的Vos是符合正態(tài)分布的，因此datasheet一般還會給出offset分布的直方圖。當(dāng)溫度變化時，輸入失調(diào)電壓溫漂的定義為：Vos(85℃)=25uV+60uV=85uV.

如果放大電路的Gain改為100，則最大輸出失調(diào)電壓就為8.5mV。這是最差的情況。輸入失調(diào)電流（Ios）輸入偏置電流（IB）輸入偏置電流與輸入失調(diào)電流輸入偏置電流Ib是由于運放兩個輸入極都有漏電流（我們暫且稱之為漏電流）的存在。我們可以理解為，理想運放的各個輸入端都串聯(lián)進(jìn)了一個電流源，這兩個電流源的電流值一般為不相同。也就是說，實際的運入，會有電流流入或流出運放的輸入端的（與理想運放的虛斷不太一樣）。那么輸入偏置電流就定義這兩個電流的平均值，這個很好理解。輸入失調(diào)電流呢，就定義為兩個電流的差。三極管是電流控制器件。那么其偏置電流就來源于輸入級的三極管的基極電流，由于工藝上很難做到兩個管子的完全匹配，所以這兩個管子Q1和Q2的基極電流總是有這么點差別，也就是輸入的失調(diào)電流。對于FET輸入的運放，由于其是電壓控制電流器件，可以說它的柵極電流是很小很小的，一般會在fA級，但不幸的是，它的每個輸入引腳都有一對ESD保護(hù)二極管。這兩個二極管都是有漏電流的，這個漏電流一般會比FET的柵極電流大的多，這也成為了FET輸入運放的偏置電流的來源。當(dāng)然，這兩對ESD保護(hù)二極管也不可能完全一致，因此也就有了不同的漏電流，漏電流之差也就構(gòu)成了輸入失調(diào)電流的主要成份。下面列表中上表是bipolar的LM741的輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流，這個電流流到外面電阻，即使是K歐級的，也會產(chǎn)生幾十uV的失調(diào)電壓，再經(jīng)放大，很容易就會使輸出的電壓誤差到mV級。下表則是CMOSFET的OPA369的輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流，這兩個值要小的多了，比較好的COMS運放輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流的典型值可以做到小于1pA的目標(biāo)。輸入偏置電流會流過外面的電阻網(wǎng)絡(luò)，從而轉(zhuǎn)化成運放的失調(diào)電壓，再經(jīng)運放話后就到了運入的輸出端，造成了運放的輸入誤差。這也就說明了，在反向放大電路中，為什么要在運放的同相輸入端連一個電阻再接地的原因。并且這個電阻要等于反向輸入端的電阻和反饋電阻并聯(lián)后的值。這就是為了使兩個輸入端偏置電流流過電阻時，形成的電壓值相等，從而使它們引入的失調(diào)電壓為0。對于微小電流檢測的電路，一般為跨阻放大電路，如光電二極管的探測電路，一般有用光信號都比較微弱轉(zhuǎn)化的光電源信號更微弱，常常為nA級甚于pA級。這個電路的本意是想讓光電流向反饋電阻流動從而在放大電路輸出端產(chǎn)生出電壓。如果選用的運放的輸入偏置電流過大，剛這個微弱的光電流會有一部分流入到運放的輸入端，而達(dá)不到預(yù)設(shè)的I/V線性轉(zhuǎn)化。共模抑制比（CMRR）共模抑制比運放的共模輸入電壓是指運放兩個輸入引腳電壓的平均值：實際運放的差模放大倍數(shù)也不會是無窮大，共模放大倍數(shù)也不會是零。我們就這樣定義運放的共模抑制比（CMRR），差模增益與共模增益的比，如下式還有一個參數(shù)非常常見，就是CMR，它其實是CMRR的對數(shù)表示，如下式：

CMRR是運放的一個直流精度參數(shù)，它的好壞，會引起運放的放大電路的輸出誤差的好壞。下表是OPA177的datasheet中標(biāo)出的共模抑制比CMRR，注意表中標(biāo)定的值是指，在輸入共模電壓范圍內(nèi)的直流共模抑制比。它的最小值為130dB，是非常高的值。由于CMRR是有限值，當(dāng)運放輸入端有共模電壓Vcm時，它會引入一個輸入失調(diào)電壓，我們稱之為Vos_CMRR。如下圖所示當(dāng)共模電壓為5V時，這個失調(diào)電壓為1.58uV。計算過程如下，直流共模抑制比轉(zhuǎn)化為比率為：對于上圖中的G=2的電路，則輸出端誤差為3.16uV。對于基準(zhǔn)源為2.5V，雙極性輸入的24位ADC來說，為相當(dāng)于引起了11個LSB的直流誤差了，直接影響到最后四位的精度了。運放的CMRR是隨頻率的增加而降低。Datasheet中通常會給出一個曲線圖來表示這一變化。有一點需要引起注意，對于反向比例放大電路，如下圖，它的同向端是接入到地的，由于“虛短”。此放運放的共模信號將為0，并且不隨信號的變化而改變。因此共模信號引起的誤差很小。

而對于同向比例放大電路，如下圖，它的同向端是接是接的信號，由于“虛短”。此放運放的共模電壓就是信號的電壓。如果信號本身是一個頻率很高的信號，幅值也很大。那么由這個信號引入的Vos_CMRR_AC執(zhí)必會非常大。此時應(yīng)選用在信號頻率上CMRR依然很高的運放。經(jīng)過上面的分析，即使這樣，Vos_CMRR_AC的影響可能也會是非常嚴(yán)重的。開環(huán)增益（AOL）增益帶寬積（GBPorGBW）開環(huán)增益AOL

在不具負(fù)反饋情況下(開環(huán)路狀況下)，運算放大器的放大倍數(shù)稱為開環(huán)增益，簡稱AOL。這句話簡單的定義了運放的開環(huán)增益。實際的運放的開環(huán)增益，有高有低，并且會隨溫度變化，這是我們不想看到的。下圖是OPAl369的datasheet中給出的關(guān)于開環(huán)增益的參數(shù)，首先映入眼簾（小學(xué)作文常用詞）的是開環(huán)增最典型值為134dB，最小值為114dB。這說明一點，同一型號的一大批運放，它們各自的開環(huán)增益是有一定分布的。第二項映入眼簾的是運放的開環(huán)增益會隨溫度變化而變化。當(dāng)然是變壞了。在整個運放的使用范圍里最小值可能達(dá)到90dB.增益帶寬積、壓擺率（SlewRate，SR）增益帶寬積下表就是運放OPA376的datasheet中給出的增益帶寬積典型值5.5MHz。壓擺率說它重要的原因是運放的增益帶寬積GBW是在小信號條件下測試的。而運放處理的信號往往是幅值非常大的信號，這更需要關(guān)注運放的壓擺率。壓擺率可以理解為，當(dāng)輸入運放一個階躍信號時，運放輸出信號的最大變化速度，如下圖所示下表就是運放datasheet中標(biāo)出的運放的壓擺率：SR的直接影響，就是使輸出信號的上升時間或下降時間過慢，從而引起失真。下圖是測試的OPA333增益G=10時波形。由于OPA333的增益帶寬積為