三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡策略研究

三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡策略研究

1中點(diǎn)電位平衡三平頻器具有輸出電壓波形含量小、d-d小的特點(diǎn)，適合在中壓和平調(diào)速度的交流中間件件。在三電平逆變器拓?fù)渲?，功率器件的電壓?yīng)力僅為相同直流母線電壓兩電平電路的一半，而且在相同的開關(guān)頻率下輸出的電壓紋波也比兩電平逆變器小，但是當(dāng)三電平逆變器直流側(cè)的兩個(gè)電容電壓不相等時(shí)功率器件所承受的電壓將超過直流母線電壓的1/2，不但增加了功率管的電壓應(yīng)力，同時(shí)使逆變器輸出電壓、電流波形也發(fā)生變化，諧波含量增大。因此研究中點(diǎn)電位平衡問題是三電平逆變器系統(tǒng)控制的重要組成部分。文獻(xiàn)分析了三電平逆變器中點(diǎn)電位不平衡機(jī)理，并提出了相應(yīng)的改善措施。由于中矢量不可控，文獻(xiàn)提出不選取中矢量而用大矢量的平均分配來實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電流為零，但該方法不能進(jìn)入過調(diào)制狀態(tài)，并且輸出波形諧波含量增大；文獻(xiàn)研究了利用檢測(cè)中點(diǎn)電流的方向同時(shí)考慮不同功率因數(shù)時(shí)中點(diǎn)電位的控制，實(shí)現(xiàn)算法復(fù)雜，同時(shí)較難提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)。文獻(xiàn)采用在一定容差范圍內(nèi)切換正小矢量和負(fù)小矢量的方法，以維持電容電壓不至于飽和，但其開關(guān)次數(shù)增多，損耗加大。文獻(xiàn)則引入平衡因子方法檢測(cè)電壓和負(fù)載電流，通過調(diào)整小矢量的時(shí)間分配因子實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電位的控制，此方法由于電容電壓動(dòng)態(tài)變化，時(shí)間分配因子大小難以確定。本文通過檢測(cè)電容電壓的大小和負(fù)載電流方向，將直流側(cè)兩電容電壓的偏差和偏差的變化率作為模糊控制器的輸入，根據(jù)兩電容電壓的偏差程度利用模糊規(guī)則調(diào)整正、負(fù)小矢量的作用時(shí)間，將此作用時(shí)間作為模糊控制器的輸出去控制各矢量作用時(shí)間大小，從而能夠?qū)崟r(shí)地把中點(diǎn)電位控制在比較小的范圍內(nèi)波動(dòng)。2中點(diǎn)電流的計(jì)算二極管中點(diǎn)鉗位型（NeutralPointClamped,NPC）三電平逆變器電路原理如圖1所示。為了便于分析，用開關(guān)變量表示逆變器各橋臂的開關(guān)狀態(tài)，將三相三電平逆變器的功率開關(guān)器件用單刀三擲開關(guān)來代替，如圖2所示。假設(shè)Sij為其開關(guān)函數(shù)，當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)其開關(guān)函數(shù)值為1，斷開時(shí)其值為0，對(duì)于某一相來說，任何時(shí)刻觸點(diǎn)連接只有一種狀態(tài)，即，其中i=a,b,c;j=p,o,n。由圖2可得逆變器輸出的線電壓為對(duì)于直流母線電容上的電壓有如下關(guān)系式中iC1,iC2——流過電容C1、C2上的電流，其參考方向見圖2VC10,VC20——電容電壓的初始值假設(shè)某時(shí)刻工作于穩(wěn)態(tài)，且兩個(gè)電容上的電壓相等，則有由iC1+iC2=io，假設(shè)C1=C2=C，則滿足式中io——中點(diǎn)電流從圖2的開關(guān)模型可以看出，中點(diǎn)電位的不平衡主要是由于中點(diǎn)電流對(duì)直流環(huán)節(jié)的電容充、放電不均，中點(diǎn)電位的波動(dòng)與中點(diǎn)電流的關(guān)系可以表示為：?v=io/C，顯然電容容量不為無窮大，要想減少中點(diǎn)電位漂移需減少中點(diǎn)電流。因此在具體的控制策略中要考慮實(shí)現(xiàn)的算法使中點(diǎn)電流最小。由于在基本電壓矢量中，零矢量和大矢量不影響中點(diǎn)電流io；小矢量所對(duì)應(yīng)的兩種冗余開關(guān)狀態(tài)對(duì)中點(diǎn)電流影響相反；而中矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響為不控量。因此考慮中點(diǎn)電位平衡時(shí)，只需要考慮小矢量和中矢量所對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)的選取。圖3所示為三電平逆變器電壓空間矢量分布圖，該六邊形電壓空間矢量圖由六個(gè)扇區(qū)組成，定義tm為中矢量的作用時(shí)間，tan、tbn為一個(gè)扇區(qū)中兩個(gè)負(fù)小矢量的作用時(shí)間；tap、tbp為一個(gè)扇區(qū)中兩個(gè)正小矢量的作用時(shí)間；且正小矢量開關(guān)狀態(tài)a的作用時(shí)間定義為：f1=tap/t1，正小矢量開關(guān)狀態(tài)b的作用時(shí)間定義為：f2=tbp/t2,t1、t2為小矢量a與b的作用時(shí)間；則由空間矢量合成原則，得因此各扇區(qū)的中點(diǎn)電流可以表示為由式（9）可得當(dāng)參考電壓矢量位于六個(gè)不同扇區(qū)時(shí)各個(gè)扇區(qū)的中點(diǎn)電流表達(dá)式其中，Si(i=1,2,3,4,5,6）為扇區(qū)值，且當(dāng)參考電壓矢量位于第i扇區(qū)時(shí)Si=1，否則Si=0。結(jié)合式（10），通過檢測(cè)負(fù)載電流方向，利用其方向作為選取正負(fù)小矢量的依據(jù)。3控制器的輸出模糊邏輯控制（FuzzyLogicControl,FLC）以模糊數(shù)學(xué)為基礎(chǔ)，它能將操作者或?qū)＜业目刂平?jīng)驗(yàn)和知識(shí)表示成語言變量描述的控制規(guī)則，然后用這些規(guī)則去控制系統(tǒng)。因此，模糊控制特別適用于數(shù)學(xué)模型未知的、復(fù)雜的非線性系統(tǒng)的控制。圖4所示為基于模糊控制的三電平逆變器變頻調(diào)速系統(tǒng)控制框圖。在該系統(tǒng)中，通過檢測(cè)直流母線上的電容電壓，把兩個(gè)電容電壓的偏差e和偏差變化率ec作為模糊控制器的輸入變量，此時(shí)偏差和偏差變化率可以表示為式中T——采樣周期輸入變量e和ec經(jīng)過模糊化變?yōu)槟：浚⒂孟鄳?yīng)的模糊語言表示，通過模糊推理得到模糊輸出量f，稱f為平衡因子，因此該模糊控制器的輸入輸出關(guān)系可以表示為：f(n)=f(e,ec)。由于中點(diǎn)電位與基本電壓矢量的選取有關(guān)，當(dāng)電容電壓VC1>VC2時(shí)，則選取正小矢量作用時(shí)間為(1-f)/2；負(fù)小矢量作用時(shí)間為(1+f)/2；具體選取哪種電壓矢量要根據(jù)式（10）中ia、ib、ic的電流方向而定。為了便于應(yīng)用模糊規(guī)則，對(duì)偏差和偏差變化率的實(shí)際值分別用量化因子ke、kec進(jìn)行量化，量化因子ke、kec把誤差和誤差的變化率歸為±1，即輸入變量的論域?yàn)椤?，且滿足ke·e(n)∈[-1,1]，kec·?e(n)∈[-1,1]的條件，對(duì)應(yīng)的輸出平衡因子f的比例因子為kf，并且也滿足kf·f(n)∈[-1,1]。經(jīng)過輸入、輸出變量的量化，在論域上定義5個(gè)模糊子集{NB,NS,ZE,PS,PB}，分別代表{負(fù)大、負(fù)小、零、正小、正大}。輸入輸出變量的隸屬函數(shù)選取梯形和三角形曲線，其中梯形隸屬函數(shù)表示為在上述梯形隸屬函數(shù)中，當(dāng)b=c時(shí)梯形隸屬函數(shù)退化為三角形隸屬函數(shù)。圖5所示為實(shí)驗(yàn)所選取的隸屬函數(shù)曲線。其中圖5a所示為偏差e的隸屬函數(shù)曲線；圖5b所示為偏差變化率ec的隸屬函數(shù)曲線；圖5c所示為輸出量f的隸屬函數(shù)曲線。表1為選取的模糊規(guī)則。規(guī)則的選取由系統(tǒng)的響應(yīng)速度和控制效果來調(diào)整，模糊推理方法采用Mamdani方法，去模糊化方法則用重心法。其輸出量隸屬函數(shù)可以表示為式中N——推理規(guī)則總數(shù)f——模糊輸出變量μ——輸出模糊集隸屬函數(shù)4實(shí)驗(yàn)?zāi)M和實(shí)驗(yàn)波形為了驗(yàn)證所提方法的可行性，借助Matlab模糊邏輯工具箱建立了模糊控制系統(tǒng)仿真模型和基于TMS320F2407DSP的硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。實(shí)驗(yàn)采用一臺(tái)額定功率為3kW，額定電壓380V，額定電流為7.5A的感應(yīng)變頻電機(jī)。圖6所示為一般調(diào)制時(shí)電壓VC1-VC2和中點(diǎn)電流的仿真波形。圖7所示為模糊控制時(shí)電壓VC1-VC2、平衡因子f、中點(diǎn)電流以及輸出線電壓的仿真波形。圖8所示為一般調(diào)制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。其中圖8a為中點(diǎn)電位波形；圖8b為輸出線電壓波形；圖8c為一般調(diào)制時(shí)輸出相電流波形；圖8d為加速時(shí)定子繞組電流與中點(diǎn)電位波動(dòng)波形。圖9為模糊控制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。比較圖8和圖9可以看出，在模糊控制情況下中點(diǎn)電位不但能夠得到較好的平衡，而且具有較快的響應(yīng)速度。5仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析研究了一種基于模糊