削峰和數(shù)字預(yù)失真原理及其運用

削峰與數(shù)字預(yù)失真原理及其運用序號主要修訂內(nèi)容編者/修訂日期版本123456789目錄目錄 3第一章： 數(shù)字預(yù)失真原理及其運用 5功放線性化技術(shù)的引入 5射頻功放非線性失真的表征 6射頻功放中的三類失真 6多項式系統(tǒng)模型 7AM-AM&AM-PM模型 8ACPR與EVM 11PA的記憶效應(yīng)簡介 11記憶效應(yīng)的定義 11電學(xué)記憶效應(yīng) 13熱學(xué)記憶效應(yīng) 13功放的線性化技術(shù) 14功率回退 14前饋線性功放 14預(yù)失真線性功放 14數(shù)字預(yù)失真（DPD）原理 16數(shù)字預(yù)失真原理 16數(shù)字預(yù)失真的實現(xiàn) 17PA的模型 18數(shù)字預(yù)失真的實現(xiàn)架構(gòu) 19DPD模型參數(shù)的自適應(yīng)過程 20基于LUT的數(shù)字預(yù)失真實現(xiàn) 21DPD的運用 22DPD在無線系統(tǒng)中的位置 22DPD提高系統(tǒng)的指標 23第二章： 削峰原理及其運用 24削峰技術(shù)引入的目的 25峰均比定義及測量 25CCDF的數(shù)學(xué)表示 26削峰的主要指標 27削峰后的PAR 27誤差矢量幅度EVM 28峰值碼域誤差(PCDE) 29鄰道泄漏功率比(ACPR) 29常用的削峰方法 29單載波削峰方法 29基帶I/Q獨立和幅度削峰算法 30基帶預(yù)補償削峰算法 30IF硬削峰算法 30波器DIF基本削峰算法 31匹配濾波IF脈沖抵消算法 31多載波削峰方法 32基帶I/Q獨立和幅度削峰 32DIF合波后硬削峰 33DIF合波后匹配濾波基本削峰方法 33DIF合波后匹配濾波脈沖抵消削峰方法 34DIF合波后窗函數(shù)削峰方法 34目前主流的削峰算法 36削峰CFR的運用 36術(shù)語、定義和縮略語 37術(shù)語、定義 37縮略語 38第一章：數(shù)字預(yù)失真原理及其運用功放線性化技術(shù)的引入的大部分功率，因此，整個系統(tǒng)的效率主要由PA發(fā)射信號時的效率決定。在第一代移動通信系統(tǒng)的PA，即使這樣，也有85％的系統(tǒng)功率消耗在PA上（指在最大功率狀態(tài)下）；在第二代移動通信系統(tǒng)GSM/（Power時間內(nèi)是處于工作狀態(tài)的，因此，PA效率對整機效率的影響程度大大降低了；在第三代移動通信系統(tǒng)（以下簡稱3G，包括W-CDMA，cdma2000等）中，為了提高頻譜效率，采用了復(fù)雜的線性調(diào)3G（指頻分雙工系統(tǒng)），所以PA在系統(tǒng)中扮演的角色就顯得特別重要。從PA的角度來看，現(xiàn)代移動通信系統(tǒng)面臨的困難來自頻譜效率的要求，高的頻譜效率要求有高的線性度?，F(xiàn)代RFPA的研究重點是如何在保持一個合適的功率效率的同時改善放大器的線性度。為了達以外，研究者還廣泛采取前饋、預(yù)失真與反饋等外部線性化技術(shù)（ExternalLinearization）。由此各種PA的線性化技術(shù)因應(yīng)而生。PA的線性化技術(shù)引入歷程如下圖1.1所示，另外無論線性化技術(shù)的方法有多少種，目的無外乎以下兩個：1：改善信號的帶內(nèi)（EVM）和帶外(ACPR)的性能；2：提高PA的效率，從而降低系統(tǒng)成本，提高產(chǎn)品競爭力。ACPR(非線性)和效率的折中改善迫切要求線性化功放：在不明顯降低功放效率的情況下，使功放具備良好的線性度，減少失真。低回退量功放的使用：非線性的產(chǎn)生（ACPR）基站運營成本增加、手持設(shè)備電池壽命變短等信號峰均比PAR高，回退量很大，效率極低功放線性化常用手段：回退要求：功放線性化致使功放PA工作在非線性區(qū)，使信號失真，影響信號性能帶內(nèi)：信號之間相互干擾帶外：頻譜再生，對相鄰信道干擾（ACPR）產(chǎn)生有較大峰均比(PAR）的非恒包絡(luò)調(diào)制信號采用了頻譜利用率較高的BPSK、QPSK等調(diào)制方式更加有效地利用頻譜資源高速的數(shù)據(jù)傳輸要求（3G）、有限的頻譜市場需求與技術(shù)演進各種PA線性化技術(shù)因應(yīng)而生1.1PA線性化技術(shù)的引入歷程射頻功放非線性失真的表征多方法來表征一個非線性系統(tǒng)，最常用的有：多項式模型；AM-AM&AM-PM轉(zhuǎn)換模型；ACPR與EVM；Volterra模型等等。射頻功放中的三類失真類與AB類放大器中存在著以下三類失真：第一類，也是“最簡單”的幅度失真，就是放大器的增益壓縮現(xiàn)象，即AM-AM失真，可以采用非線性的多項式模型來表征放大器的這種特性；第二類，是放大器的相位失真，即AM-PM失真，可以采用貝塞爾函數(shù)或三角函數(shù)來表征這種失真，下面的AM-AM&AM-PM模型將描述這類失真；和AM-PM失真便不足以描述放大器的全部失真行為，在這種情況下，還要計入以下兩類非線性失真：第三類，由放大器的熱學(xué)和電學(xué)記憶效應(yīng)引起的失真即電學(xué)記憶效應(yīng)和熱學(xué)記憶效應(yīng)。多項式系統(tǒng)模型在多項式系統(tǒng)模型中，設(shè)用下式來描述放大器的非線性：ya0

x2ax3

（1）3設(shè)輸入信號（雙音信號ω1<ω2）為：3xAcos1t)Acos2t)

（2）則輸出信號為：DC:(a

aA2)aA2cos()t0 2 2 1 23

)t(aA9a

1 2):4a3A

cos(21 2

1 43 1(aA9aA3)cost3aA3cos(2)t1 43 2 43 2 11

ta

A2cos()t1aA2cos2t1 2):2a2A

cos21 2

2 1 22 21 3 t3aA3cos(2)t1 2):4a3Acos31 43 1 23aA3cos(2)t1aA3cos3t43 2 1 43 2其頻譜（功率譜）如下圖2.1所示：AM-AM轉(zhuǎn)換分量），其中，基頻分量F1為：F1aA9aA3

（3）1 43互調(diào)分量IM3為：IM33aA343

（4）a3為負數(shù)，因此基頻分量會較無非線性失稱。這種模型又被稱作實際系統(tǒng)的“窄帶模型”。要注意的是，這里的系數(shù)ai都是復(fù)系數(shù)。這些系數(shù)由對測量數(shù)據(jù)的擬合得到。AM-AM&AM-PM模型AM-AM&AM-PM模型也常被用來描述放大器的非線性。放大器輸入信號幅度的變化一方面AM-AM數(shù)據(jù)很容易從試驗中得到。但是它是基于基頻測量的，所以只適合于窄帶的情況。（研究起來也簡單一些），AM-AM失真將導(dǎo)致這樣的信號：vst)comt3cosmt5cosmtm3,5分別是三階與五階失真系數(shù)，這里用到了包絡(luò)分析。

（5）（先不考慮幅度失真，以下的分析稍微有些繁瑣）：v(t)cos(t)cost

2t)

（6）s m c

m將其展開，得（假設(shè)很?。簐st)cosmtcosct)cossinct)sin

（7）其中，

＝＋cosmt）2

（8）cos t)

t)

（9）cos cos( cos2m2 2

sin sin( cos2m2 2sin t)

t)

（10）sin cos( cos2m2 2利用貝塞耳級數(shù)展開式

cos sin( cos2m2 2cossinmt)J0)2J2k)cos(2mt)

（11）sinsinmt)2J2k1)sin[(2kmt]

（12）又因為有：cos

sin( 2所以上兩式還可以寫為：cossinmt)J0)2J2k)cos[kmt)]J0)2J2)cosmt

（13）sin(sint)2J

m

2

（14）2J1)cosmt2J3)cosmtcossinmt（k=01sinmt（k=12PM失真時有如下結(jié)論：1：僅僅考慮相位失真時最終的失真分量是兩個正交分量的矢量疊加；2IMDIMD的幅度與相位。AM-PM失真,且假設(shè)幅度失真與相位失真是同相的：v(t)[costcos3tcos5t][cos(t)cost

cos2t)]

（15）s m 3 m 5

m m c

m有如下結(jié)論：1：失真分量的上邊帶和下邊帶具有相同的幅度和相位；2：低階失真分量受到高階失真分量的影響；AM-PM失真,位差，則：s m 3 m

5 m m

c

m（16）有如下結(jié)論：1：失真分量的上邊帶和下邊帶具有不相同的幅度和相位；2：低階失真分量受到高階失真分量的影響；AM-PM特性的測ABAB類的測量數(shù)據(jù)。AB2AB2:deepABbiasingAB1:lightABbiasing"linear"Aclassbiasing40RelativePhase(10RelativePhase(10o/div)20100-10

Relativeinputpowersweep(1.5dB/V)2.2不同類型放大器的相位特性隨輸入功率的變化1dB壓縮點，我們可以看到，A1dB壓縮點之性。下面我們分析幅度失真與相位失真對放大器整體線性度的影響。0.112AM-PM效0.4525IM3水平為-53dBc6dB每倍度數(shù)（IM36dB）增加。所1dB壓縮點時，AM-PMIM3有重要影響。ACPR與EVM放大器的角度而言，EVM是一個表征整個系統(tǒng)性能的指標，它描述傳輸?shù)男畔⒃诜糯蟮倪^程中是如何發(fā)生失真的，比如說，星座圖上的點偏離了原來的位置，造成了接收誤碼率的上升。EVMREVMIM對記憶效應(yīng)要比基IM分量的行為（ACPR）比研究基帶信號的行為（EVM）更有用。PA的記憶效應(yīng)簡介兩類非線性失真：電學(xué)記憶效應(yīng)和熱學(xué)記憶效應(yīng)。記憶效應(yīng)的定義非線性系統(tǒng)產(chǎn)生新的頻率分量，而有記憶系統(tǒng)會改變當前信號的形狀，因為它的輸出不僅與當前時刻的輸入信號有關(guān)，而且與此前時刻的輸入信號也有關(guān)。線性的有記憶系統(tǒng)可以用常微分方程來描述，其對輸入信號的響應(yīng)u(t)可以通過計算輸入信號與系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)函數(shù)的卷積得到：u(t)*h(t)，這里h(t)代表系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)。2.3記憶效應(yīng)的分類與定義圖2.3顯示了這兩大系統(tǒng)之間的關(guān)系，其中重疊部分代表了有記憶的非線性系統(tǒng)，這樣的系統(tǒng)線性系統(tǒng)可以進一步劃分成兩個部分，橫線上面的那一部分在電路分析中經(jīng)常用AM-PM轉(zhuǎn)換來描效應(yīng)，在這篇文章，即認為這就是記憶效應(yīng)，它與圖2.3中描述的一般的記憶效應(yīng)是有區(qū)別的。用來研究系統(tǒng)的記憶效應(yīng)。但是實際中有些信號更加實用，通常用數(shù)字調(diào)制信號來衡量PA的線性度；而ACPR衡量的是整個頻帶上的線性度，也常用它來描述PA的線性度。ACP/ACPR的定義；b）變間距變幅度的雙音測量信號制信號來研究放大器的ACPR，我們是很難做到這一點的。IM3分量的相位，無記憶效應(yīng)（虛線）和有記憶效應(yīng)（實線）的情況論：（1）IM3不是雙音頻率間隔的函數(shù)；（2）IM3的幅度隨輸入信號幅度的三次方增加。上圖比與高調(diào)制頻率下，IM3的實際相位都顯著偏離預(yù)測值（低端的記憶效應(yīng)主要由熱學(xué)效應(yīng)引起，高端的記憶效應(yīng)主要由電學(xué)效應(yīng)引起），這說明記憶效應(yīng)確實存在。型，這里僅僅給出簡單的介紹更為詳細的研究可以參考其他文獻。電學(xué)記憶效應(yīng)MESFET放大器在DC、基頻、二次諧波頻段的柵節(jié)點阻抗。中心頻率是20MHz，這意味著DC頻帶需要考慮到20MHz，而基頻頻帶需要考慮從到1.83GHz，因為整個IM3頻帶的寬度為60MHz。二次諧波的頻帶需要考慮從3.58GHz到3.62GHz。很容易在整個基頻頻帶范圍內(nèi)保持阻抗恒定，因為這時的整個調(diào)制頻率范圍只是中心頻抗恒定的。二次諧波陷阱將導(dǎo)致阻抗大的波動，從而產(chǎn)生顯著的記憶效應(yīng)。ZGG的測量結(jié)果諧波頻率下的阻抗變化很小，由此造成的記憶效應(yīng)相對也很小）。包絡(luò)頻率由DC變化到20MHz，變化幅度達2個數(shù)量級。我們可以得出結(jié)論：通過對放大器的仔細設(shè)計，不同端阻抗造成的記憶效應(yīng)是可以限制在只是由于包絡(luò)頻率下阻抗隨頻率的變化這個來源上。2.5.3 熱學(xué)記憶效應(yīng)決定芯片表面溫度的主要是DC與調(diào)制信號包絡(luò)。功放的線性化技術(shù)功放線性化技術(shù)主要有以下幾種：功率回退輸入在P1dB回退一定的量，使功放工作在線性區(qū)，但是由于現(xiàn)在的無線信號的峰均比較大，P1dB的效率，這種方法單獨使用的意義不大,一般與其它方法結(jié)合使用。前饋線性功放即采用前饋（FeedForward）抵消的線性化技術(shù)修正HPA非線性造成的互調(diào)失真，自適應(yīng)前饋線性化技術(shù)已經(jīng)很成熟。其原理框圖如下圖3.1所示：MainamplifierMainamplifierA1C1τTimedelayC2OutputSplitterErroramplifierτTimedelay

Subtracter A2圖3.1前饋線性功放功能框圖IMD>30dB放大器來放大失真信號（誤差信號，這樣必然大大降低了效率（效率一般只能做到8%左右，提適應(yīng)抵消技術(shù)，使抵消能夠跟得上內(nèi)外環(huán)境的變化。由于前饋線性功放具有系統(tǒng)復(fù)雜、造價高、功率效率低、生產(chǎn)調(diào)試復(fù)雜等缺點，因此數(shù)字預(yù)失真線性功放技術(shù)越來越得到重視。預(yù)失真線性功放（Predistortion）的線性化技術(shù)，通過在PA前端引入與PA本身正交相反的非線性失真改善功放系統(tǒng)線性。預(yù)失真技術(shù)包括模擬預(yù)失真和數(shù)字預(yù)失真。模擬預(yù)失真在PA的射頻輸入信號中直接引入預(yù)失而且可以實現(xiàn)更高的效率，配合高效率功放如DOHERTY功放，其效率可以達到30%以上；并且數(shù)字預(yù)失真技術(shù)具有自動自適應(yīng)補償功能，省掉了費時費力的手工放大器校準過程，大大簡化了了功放系統(tǒng)的調(diào)試。隨著數(shù)字預(yù)失真線性化技術(shù)的不斷發(fā)展成熟，數(shù)字預(yù)失真線性化技術(shù)將成為未來功放線性化技術(shù)的方向和主流。數(shù)字預(yù)失真線性功放的功能框圖如下圖3.2，數(shù)字基帶信號經(jīng)過預(yù)失真處理單元處理，輸出經(jīng)過D/A變換，變成模擬信號，然后經(jīng)過射頻上變頻，送給高功放PAPA耦合一部分輸出信真處理。圖3.2 數(shù)字預(yù)失真線性功放的功能框圖所示，數(shù)字預(yù)失真處理器對輸入數(shù)字信號進行預(yù)先的失真處理，其失真特性與后一個等價的線性功放而得到的。圖3.3 數(shù)字預(yù)失真處理原理示意圖數(shù)字預(yù)失真（DPD）原理數(shù)字預(yù)失真原理PA之前進行特殊的處理形成失真的信號，該失真信PAPA后信號進行了線性的放大，達到了功放線性化的目4.1所示。圖4-1數(shù)字預(yù)失真原理框圖

APD(vin)APA(vpd)K

（4-1）APD(APA(vin表示的是輸入信號。K4.2中（a）所示。PA輸入信號功率的過程，增加功率的目的是達到功放線性放到的目的，這個過程可以簡單的表示為圖4.2中（b）所示。PAPA4.2（c）PA的最大增益，飽和增益和平均增益共擬合了三條線性曲線。DPD使得信號的增益不變。數(shù)字預(yù)失真的實現(xiàn)

圖4.2 數(shù)字預(yù)失真原理示意圖PA傳輸方程的級聯(lián)效果滿足信號的線性放大。vin包括幅度特性，相位特和vout具有線性的特性，結(jié)合已知的條件，同時參考公式(4-1)很自然就會想到，預(yù)失真的表現(xiàn)的傳下面分別介紹。PA的模型PAPAAM-AM特性，AM-PM特性和記憶效應(yīng)。性能。4.3所示：4.3a）IM3失真抵消的原理；b）能取得的抵消水平與相位及幅度誤差的關(guān)系25dBIM2－30.25dB（3％。必須跟蹤這種變化，另一方面，PA的本身特性隨著環(huán)境的變化也會有所變化，所以預(yù)失真技術(shù)也IM的抑制性能。提到跟蹤，自然會跟蹤信號幅度與頻率的變化，從而達到良好的線性化性能。PA模型主要有以下幾種：Hammerstein模型與Wiener模型認為功放的記憶效應(yīng)和AM-AM/AM-PM失真是簡單的級AM-AM/AM-PM不完備的，所以這兩種模型在實際中都很少采用。圖4.4基于濾波器的表征PA記憶效應(yīng)的幾個模型（4-2模型，但這個模型在物理上無法直接實現(xiàn)。 )01111212( 1( 21 （4-2）....12,..12)..2..p...一般可以簡化為：Q Pv(n)W(v(n))[hv(nq)v(nq)p1]}

（4-3）o q q0

p1podd

pqi i其中，Q為記憶深度，也就是說記憶效應(yīng)影響的深度，P是非線性最高的階數(shù)。常用的經(jīng)典的功放模型，它仍然是不完備的。數(shù)字預(yù)失真的實現(xiàn)架構(gòu)4.5的架構(gòu)。KKtx_dEQKtx_aDPDDACTX_LINK TX_DATT PA PfbDPDloopADCFB_LINKFB_DATTKfb4.5數(shù)字預(yù)失真的一般的硬件架構(gòu)框圖DPD法器。DPD模型參數(shù)的自適應(yīng)過程predistorter（PA反模型）4.6所示，功放輸出耦合一部分信號，經(jīng)過下變頻，A/D，得到輸出y(ny(n/Gpredistorter模型的輸入，D/A輸z(npredistorterDSPpredistorter模型的各個參數(shù)確定值，使模型輸入輸出誤差e(npredistorterx(nPA輸出信號特性之間的誤差最小，從而達到了僅僅線性放大的過程。圖4.6 DPD模型參數(shù)自適應(yīng)過程原理圖記憶多項式模型是為了物理實現(xiàn)對Volterra記憶深度就不能太少，這樣對硬件資源，自適應(yīng)算法的實時性提出了較高的要求基于LUT的數(shù)字預(yù)失真實現(xiàn)體的實現(xiàn)。LUTDPD模型的參量是信號的包絡(luò)，即認為功放所有的失真都是信號包絡(luò)的函數(shù)這一個基PA的模型是一個緩慢變化的過程，所以這些系數(shù)可以由軟件計算得到并提前放到一張表格中，硬件僅僅實現(xiàn)查表的過程。同時表格會4.6中的誤差信號進行調(diào)整。4.7所示。4.7LUT的結(jié)構(gòu)框圖圖中將PA的特性一共分成N份，每一份中用K-1階系數(shù)來補償記憶效應(yīng)，所以K-1對應(yīng)的K1 K1z(n)Wm(u(n))x(nk)Wm(u(n))u(nk)F

(u(nk)).kk0

k mk0這里Wm(u(n))KmF

k mk)Fm4-3Volterra模型。4.74.8所示。DPD的運用

LUTDPD結(jié)構(gòu)中各個點的傳輸函數(shù)DPD在無線系統(tǒng)中的位置RTR單板總體構(gòu)架沒有什么區(qū)別，區(qū)別僅僅在各個模塊中的具體實施中。首先從整體把握：任何一塊RTR單板總是分為發(fā)射和接收兩大部分。但在無線系統(tǒng)中，這里收端也稱之為上行或者反向。單板按照功能劃分如下幾個模塊，1：光接口模塊和校驗，完成反向基帶數(shù)據(jù)的組幀和校驗。同時也完成一些控制信號，同步信號的解幀和組幀。2：前向數(shù)字處理模塊CPRIDAC之前，這一段包括了數(shù)字中頻的很多關(guān)鍵技術(shù)如DUCCFR，削峰后的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，凡是提到數(shù)字預(yù)失真技術(shù)目前的系統(tǒng)多半都是有反饋端，所以要結(jié)合起來看。3：前向射頻鏈路模塊程，同時為了盡可能對信號本身的損傷加入了必要的放大和濾波處理。4：反向射頻鏈路模塊反向射頻模塊主要是從雙工器之后到模數(shù)轉(zhuǎn)化之前，這一部分完成將接收到射頻解調(diào)到中頻，同時盡可能減少鏈路對信號本身的損傷加入了必要的放大和濾波處理。5：反向數(shù)字處理模塊RSSIDACG等。6RFE模塊RFE就是是指雙工器。1T2R5.1進行對號入座了。分載波基帶功率監(jiān)測點分載波基帶功率監(jiān)測點合波功率監(jiān)測點DFL真DPD數(shù)模轉(zhuǎn)化DACTX_LinkPACPRIFBSignal駐波檢測載波功率檢測Ant1_FWDFB_linkAnt1_REV上行 DDC1 模數(shù)轉(zhuǎn)化DAC1模數(shù)轉(zhuǎn)化DAC2RX_Link1DAGCRSSI檢測DDC2RX_Link2下行或者前向鏈路上行或者反向鏈路CPU小系統(tǒng)電源時鐘削峰CFR變頻DUCBBUDPD提高系統(tǒng)的指標

圖5.1 1T2R的硬件框圖,這兩類指標都有嚴格的協(xié)議要求。DPDACPR指標即可以盡可PAACPR的要求。5.3DPDDPDACPR影響。DPD8ACPRDPD8ACPR第二章：削峰原理及其運用削峰技術(shù)引入的目的BPSK、QPSK、8PSK16QAM因此，這些調(diào)制方式會產(chǎn)生有較大峰均比的非恒包絡(luò)調(diào)制信號。這種調(diào)制方式都希望對信號進行線性的放大，然而非等幅的包絡(luò)信號會產(chǎn)生較大的峰均比，這給系統(tǒng)中的半導(dǎo)體器件提出了更高的線性度要求，為了盡可能的提高器件的工作效率，希望信號有盡可能低的峰均比，所以降低信號的峰均比顯得尤為重要，削峰技術(shù)因此應(yīng)運而生。如下圖信號峰均比（、平均功率（就是我們常說的射頻功率、放大器動態(tài)在削峰前后關(guān)6.1所示：TypicalTypicalPowerAmplifierTransferCharacteristicPeakpoweroutputpointAverageoutputPowerOutputdynamicrangeafterCFROutputdynamicrangebeforeCFRVin6.1PA均值功率變化情況6.1（紅色表示為保證線性度，此放大器輸出平均功率較低，同時效率也變低。一旦把信號峰均比降低后（藍色表示，可以把輸出功率提高，效率也就提高了，若功率提高量小于峰均比降低量時，可以讓放大器工作在線性區(qū)，則放大器的線性指標（ACPR）也就更好了。因此削峰的好處在于：120W30W。2：提高了放大器輸出功率，減少放大器的回退量，也就意味著效率的提高。3：改善放大器的線性指標。4：目前大功率管子成本較高，而削峰基本上是在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)，成本低，也就降低了系統(tǒng)的成本。5：與預(yù)失真結(jié)合時，在相同輸出功率條件下，降低峰均比可以大大提高預(yù)失真改善度。在我們預(yù)11dB13dB左右，而把峰均比削到10dB16~17dB以上。峰均比定義及測量CFPARCF的一個統(tǒng)計的概念。CF定義如下：CF10log10(

max(x2))E[x2]

（6.1）dB表示。的定義是在對信號的功率進行了概率統(tǒng)計，超過均值（方均根表示）的dB值。目前我們常常采用的是0.01%這個概率點的dB值來衡量一個系統(tǒng)的PAR即概率為0.01%時超過均值的dB數(shù)，更為直觀的參考下面的圖6.2，圖6.2是采用互補累積概率分布函數(shù)（complementoftheFunction，CCDF）來得到不同概率下的PAR。從圖中可以看到在0.01%PAR為12.02dB。CCDFPAR值CCDF的數(shù)學(xué)表示I/Q基帶的I/Q數(shù)據(jù)是多個用戶多個碼道的疊加，因此I或者是Q的幅度（功率）概率密度服從高斯分布6.3所示。6.3基帶數(shù)據(jù)的功率服從高斯分布數(shù)學(xué)的簡單推導(dǎo)可以知道，如果IQI2Q2也服從A的概率就是累積的概率密6.4所示，即取積分限為[A的積分。6.4CDF的數(shù)學(xué)表示6.1PAR的定于我們知道，PAR要求出的是峰值大于某一個給定值的概率數(shù)，其積分的限剛好是[ACDFCCDF6.5所示。圖6.5CCDF的數(shù)學(xué)表示6.46.5中可以清楚的看到，CDFdBCCDF表dBPARCCDF來測PAR。削峰的主要指標PARPAR和性能的一種折中考慮。所以，帶來對信號影響的指標，所以，削峰后一般都需要測試這幾個指標，概括起來主要有以下幾種。削峰后的PARPARPAR的差值是最直7.1PAR的變化量示意圖，圖中削峰前和削峰后減少的的帶內(nèi)，有的帶外。3dBPAR的變化量。幅度的概率分布函數(shù)削峰噪聲削峰門限PAR的變化示意圖誤差矢量幅度EVMEVMRHOSNR都是衡量信號帶內(nèi)性能指標，但是他們之間都有相互的轉(zhuǎn)換關(guān)系。xtsxtst2dtxt2dtEVM

（7-1）7.2EVM示意圖峰值碼域誤差(PCDE)PCDE(峰值碼域誤差):dB表示。PCDE是所有碼字的碼域誤差中的最大值。值可以被認為在任何特殊碼的最壞的誤差功率。-40dBPCDE值表明，在但最不幸的代碼可能具有-40dB的性能。PCDE：EVM用來描述通帶內(nèi)總的失真，僅僅提供了傳輸誤差的總體的功率水平，而PCDE卻提供了一個描述這些失真的更加精確的方法并給出了這個誤差在碼域具有什么樣的形式。E投影到碼域，并找出具有最大投影的代碼。鄰道泄漏功率比(ACPR)功率泄漏。一個基站將要在他分配的5MHz帶寬內(nèi)傳輸。然而，這樣的基站實現(xiàn)是非常困難的，能量泄漏到臨5M帶寬的能量需要達到-45dBc；而相鄰的第二個上下的5M帶寬的能量需要達到-50dBc分帶寬內(nèi)的總能量。dB即可。常用的削峰方法單載波削峰方法DUC之前都是各個載波分開且獨立處理，DUC后將聞之兩個位置是：基帶硬削峰——在載波合路前各個載波獨立進行和中頻硬削峰——在載波合路后進行。如下圖8.1是單個載波時候基帶削峰和中頻IF削峰的位置點。BasebandCFRIFCFRBasebandCFRIFCFR8.1單載波基帶和中頻削峰位置示意圖出現(xiàn)，所以，一般用的不多，這里介紹的削峰方法也同樣適合于合波后的中頻削峰。單載波概括起來主要有如下的幾種削峰算法：基帶IQ獨立削峰算法；基帶幅度削峰算法；基帶預(yù)補償削峰算法；DIF硬削峰算法；DIF匹配濾波基本削峰算法；DIF匹配濾波脈沖削峰算法。I/Q獨立和幅度削峰算法ACLRDIF濾波之前，僅僅ACLR性能不是問題。I2Q2I/QI/QI2Q2圖8.2兩者不同的基帶削峰原理示意圖6-8AI/Q獨立削峰（I進行了削峰，Q路僅改變了信號的幅度，而對信號的相位不產(chǎn)生影響?，F(xiàn)的簡單些折中考慮。基帶預(yù)補償削峰算法上面兩種基帶削峰中兩個算法的共同的一個缺點是：兩者均是依靠濾波器輸入端的采樣值來預(yù)性，僅僅當濾波器的輸出需要進行修正的時候，我們才進行修正。其步驟如下：根據(jù)基帶采樣值形成一個試驗的脈沖成型信號；對試驗信號進行檢測，觀察哪些峰值的瞬時功率大于給定的門限對峰值附近的基帶采樣進行脈沖修正，用來除去這個峰值；對修正的基帶采樣值進行脈沖成型，產(chǎn)生最終的輸出。接近的時候，補償一個峰值可能會增加相鄰的峰值。IF硬削峰算法調(diào)整高于門限的輸出采樣值，使他們等于門限，保持相位不變。PCDE性能非常好BasebandSamplesy(t)y_c(t)-c(t)-HardClipDelayBasebandSamplesy(t)y_c(t)-c(t)-HardClipDelayPulseShapingFilter圖8.3 IF硬削示意圖和結(jié)構(gòu)圖DIF基本削峰算法Cipping帶外噪聲。優(yōu)點：簡單易于理解，產(chǎn)生理想的信號并濾除帶外的能量；8.4所示。8.4IF削峰示意圖IF脈沖抵消算法值與在第一個位置觸發(fā)脈沖的峰值一致。優(yōu)點：濾波器易于實現(xiàn)，僅僅需要響應(yīng)變化的幅度和相位的脈沖8.5所示。BasebandBasebandSamplesPulseShapingFiltery(t)Delayy_c(t)-c(t)PeakDetectorPulse p(t)PulseShapingGenerator FilterIdenticalFilters多載波削峰方法

8.5IF脈沖抵消算法結(jié)構(gòu)示意圖多載波也有如下的幾種削峰方法：基帶IQ獨立削峰算法；基帶硬（幅度）削峰算法；DIFDIF合路后匹配濾波基本削峰算法；DIF合路后匹配濾波脈沖削峰算法；DIF下面分別介紹。I/Q獨立和幅度削峰ACLR性能惡化，該算法的另一個優(yōu)點是硬件實現(xiàn)8.6所示。BBSamplesf1BBSamplesBBSamplesf1BBSamplesf2BBSamplesf3PulseShapingPulseShapingPulseShaping8.6多載波中基帶削峰示意圖DIF合波后硬削峰BBf1BB f2BBf1BB f2BBf3PulseShapingHardClippingPulseShapingPulseShapingDIF合波后硬削峰示意圖DIF合波后匹配濾波基本削峰方法8.8所示。這種削峰方法會出現(xiàn)抵消一個峰值后產(chǎn)生新的峰值的情況，就是我們常常說的峰值再生，所以一般可以用多級來實現(xiàn)。每一級的實現(xiàn)方法都是一樣的。BBBBPulseShapingf1BBPulseShapingDelay-f2BBPulseShaping-f3HardClip3xFilter圖8.8 DIF合波后匹配濾波基本削峰算法DIF合波后匹配濾波脈沖抵消削峰方法BBSamplesPulseShap