電力有源濾波器的諧波電流數(shù)字檢測與波形控制

電力有源濾波器的諧波電流數(shù)字檢測與波形控制

1諧波電流的控制技術與其他能源設備不同，動態(tài)能源裝置（apf）的控制對象和控制特點不同于其他能源設備。apf電流采集不是正電流，而是包含豐富高頻分量的聲波補償電流。APF的控制策略主要包括諧波電流的檢測技術和補償電流的控制技術?？刂撇呗缘暮脡闹苯雨P系到APF的諧波電流補償效果。三相三線并聯(lián)型有源電力濾波器的補償電流控制技術主要有:(1)瞬時值比較方式,這種控制方式中,滯環(huán)的寬度H對補償電流的跟隨性能有較大的影響。當H較大時,開關通斷的頻率較低,但是跟隨誤差較大,補償電流中諧波較大。反之,當H較小時,跟隨誤差小,但是開關頻率較高。(2)三角波比較方式,相對于滯環(huán)控制方式,電路較為復雜,跟隨誤差較大,且電流響應較滯環(huán)方式慢;但開關頻率固定,即等于三角載波的頻率,濾波容易實現(xiàn)。(3)無差拍控制方法,計算量大,而且對系統(tǒng)參數(shù)依賴性較大。本文采用三角波比較的電流控制技術,研究負載諧波電流的數(shù)字檢測方法和諧波電流無靜差跟蹤重復控制的數(shù)字實現(xiàn)方法。主要包括以下幾個方面:(1)非線性負載諧波檢測技術研究,研究諧波電流的檢測方法。(2)為提高電流控制精度,分析比較了比例控制和比例+重復控制兩種諧波電流的數(shù)字控制策略,設計了基于比例+重復控制策略的諧波電流指令跟蹤控制器。(3)編寫數(shù)字控制程序,通過實驗驗證了控制方法的有效性。2ade模型的建立并聯(lián)型APF的電路模型如圖1所示,Su1、Su2、Sv1、Sv2、Sw1、Sw2代表每相橋臂的開關管,L代表每相的濾波電感,R代表濾波電感的內阻和由每相橋臂上下管互鎖死區(qū)所引起的電壓損失。Cdc代表直流母線上的濾波電容,Rl代表由并聯(lián)APF損耗所引起的負載效應。LC濾波器中的電容C很小(實驗中為15μF),所以實際建模過程忽略此濾波電容的影響。將圖1所示并聯(lián)型APF的狀態(tài)空間平均模型采用Clark和Park變換從三相靜止a、b、c坐標系變換到兩相同步旋轉d、q坐標系,并使得d軸定向于電網(wǎng)電壓usu的方向上。三相系統(tǒng)平衡時,系統(tǒng)在d、q坐標系下的模型為為實現(xiàn)d、q軸電流控制的解耦,設使變換器輸出的電壓矢量中包含三個分量。將式(2)代入式(1)得在式(3)表示的d、q電流環(huán)中,d、q軸電流是獨立控制的,而且控制對象也很簡單,相當于對一個一階對象的控制。3定頻定頻的濾波器設計—諧波電流的檢測方法1984年Akagi提出的三相電路瞬時無功功率理論,在檢測三相電路諧波及無功電流中得到了成功的應用,是當今諧波檢測技術的重要理論基礎。以該理論為基礎,經不斷研究逐漸完善,現(xiàn)已包括p-q法、d-q法等檢測諧波和無功電流的方法。本文采用基于dq坐標系的檢測方法。圖2所示為基于dq坐標的無功電流和諧波電流檢測原理,為了保證其有良好的補償電流跟隨特性,必須將逆變器直流側電容電壓控制為一適當?shù)闹?。圖中,當開關S閉合時,id_ref和iq_ref為檢測到的負載電流的諧波成分;當開關S斷開時,id_ref和iq_ref為檢測到的負載電流的無功電流和諧波電流之和。uw2ab表示從u、v、w三相坐標轉換為α、β兩相坐標,ab2dq表示從α、β兩相坐標轉換為d、q兩相坐標。圖中代表d軸電流直流分量,此分量和電源電壓旋轉矢量平行,與負載的有功功率相對應;代表q軸電流直流分量,此分量和電源電壓旋轉矢量垂直,與負載基波的無功功率相對應。分別代表d軸交流分量和q軸的交流分量,它們分別與負載基波不對稱以及高次諧波無功功率相對應。當APF作諧波補償?shù)臅r候,圖中低通濾波器的目的即是分離出這些信號中的直流分量,根據(jù)Park變換原理,這些直流分量正是對應了三相電流中的基波分量?？紤]到均為交流分量,對其一個周期內的所有采樣點累加后和為零。而對于一個直流信號,在一個正弦周期內進行所有采樣點累加后除以采樣點數(shù)結果仍然為該直流信號。如果只考慮一個周期,將進入低通濾波器前的信號按采樣點進行累加后除以采樣點數(shù),結果即為該直流信號。這樣分離出直流信號的意義是十分明了的,操作也十分簡單,只需要對一個周期內的所有采樣點進行求和即可。每個載波對采樣值進行累加,然后每一個周期進行一次平均,這樣即可得到直流分量。本文中采樣頻率為10kHz,工頻為50Hz?？梢缘弥總€基波周期采樣200個點,以有功電流分量為例,可以由如下公式取得直流分量:但實際電網(wǎng)頻率不可能穩(wěn)定在50Hz不變,也就是說每個基波周期的采樣點未必為200個,所以上式求得的平均值是有誤差存在的。由于電源電壓旋轉矢量的輻角ωt和電源電壓以相同的頻率在-π到π之間變化,所以可以在ωt從-π到π突變的那一刻作為累加的開始,下一個突變?yōu)槔奂拥慕Y束,用公式表示如下:式中,kmax為此周期的采樣點數(shù),需要注意的是,它的值不是恒定不變的,而是自適應的。通過式(5)求的直流分量的精度要比式(4)高,更重要的是,由此設計的控制程序,消除了電壓頻率的影響,在60Hz和其他頻率的電網(wǎng)中依然適用。此外,這樣的設計還給以后電流控制環(huán)節(jié)中應用重復控制提供了方便。4重復控制器設計經過解耦控制后的d軸和q軸成為兩個獨立的系統(tǒng),可以方便地設計其控制器。考慮采用的數(shù)字控制系統(tǒng)引入了采樣延時,同時考慮變換器的輸出延時,以d軸為例可得到系統(tǒng)在連續(xù)域下的等效模型如圖3所示。圖3中τs代表變換器延時,為變換器開關周期的一半;τf表示反饋濾波和采樣延時,一般為幾微秒;KPWM代表變換器放大倍數(shù),在這里取1;Kp代表電流環(huán)比例調節(jié)器的比例系數(shù)。設計電流環(huán)數(shù)字控制比例調節(jié)器的比例系數(shù)KP=0.3×L/Ts時,系統(tǒng)的動態(tài)性能和穩(wěn)定性較理想。其中,Ts為電流環(huán)數(shù)字控制的周期。對于RL型三相不控整流負載,由于有源電力濾波器的指令是含有基波無功及6k±1次諧波的高頻信號。所以比例或比例積分控制的電流環(huán)在并聯(lián)型APF系統(tǒng)中不能達到對諧波指令的無靜差狀態(tài)。因此為了進一步提高系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)補償性能,電流調節(jié)器中引入重復控制方法。重復控制的基本思想源于控制理論中的內模原理(internal-modelprinciple)。諧波補償所給定的指令信號雖然是由多種不同頻率的信號疊加而成,但是它們都遵從一個基本的特征,即在每一個基波周期都以基本相同的波形重復出現(xiàn)。甚至對于特定的諧波源而言,其諧波分量重復出現(xiàn)的周期還可能小于基波周期,如三相不控整流帶阻感性負載時,其諧波成分在dq坐標上的重復周期為基波周期的1/6。為了不失一般性以及便于分析,就以基波周期作為這些信號的重復周期。離散形式的重復控制發(fā)生器是式中,N為每周期采樣次數(shù),N等于基波周期除以載波周期。由于實際中電網(wǎng)頻率幾乎不可能準確地維持在50Hz。若根據(jù)采樣頻率fs=10kHz,工頻f1=50Hz,簡單地取N=fs/f1=200,而電網(wǎng)頻率不是嚴格地為50Hz,隨著時間的推移這樣的逐點累加必然會產生錯位,造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。以實際電網(wǎng)頻率為50.5Hz為例,實際步長N=198,但如果仍取N=200進行逐點誤差累加,必然會產生錯位現(xiàn)象。為了解決這個問題,可以在ωt從-π到π突變的那一刻作為累加的開始,下一個突變?yōu)槔奂拥慕Y束。也就是在每周期ωt突變?yōu)殚_始,到下一個ωt發(fā)生突變?yōu)橹沟膋max個采樣點編號為0~kmax-1,把這些相同編號的誤差值分別進行累加。注意,kmax并不是固定不變的值,用公式表示如下:其等效結構圖如圖4所示。對以kmax個單拍延時環(huán)節(jié)z-1的串聯(lián)實現(xiàn)周期延時,這意味著數(shù)字控制器要為實現(xiàn)重復信號發(fā)生器而留出kmax個數(shù)據(jù)存儲單元。由于kmax是自適應的,不是常數(shù),實際電網(wǎng)頻率也不可能偏離50Hz太大,一般定義一長度為220的數(shù)組存儲數(shù)據(jù)即可。采用上述自適應重復控制發(fā)生器,重復控制器的基本控制框圖如圖5點劃線部分所示。其中Q(z)是濾波器結構,它與z-kmax一起構成重復控制器的內模部分。設計合適的校正環(huán)節(jié)S(z)和超前環(huán)節(jié)zn實現(xiàn)補償,針對控制對象的特性設置補償器C(z),保證重復控制的性能和穩(wěn)定性。5比例跟蹤控制下的諧波補償實驗實驗系統(tǒng)如圖6所示,三相380V交流電通過調壓器轉換為三相200V交流電,200V交流電整流后給30Ω的電阻負載供電。整流器的額定功率為9.1kVA,逆變器和整流器負載并聯(lián)來補償由整流器負載產生的電源諧波,逆變器的額定功率為9.1kVA,其他主電路參數(shù)如圖6所示。DSP數(shù)字控制器通過負載電流來檢測諧波,采用本文提出的算法檢測諧波,給出諧波電流指令,逆變器通過反饋其輸出電流來達到輸出補償諧波電流的目的。比例控制的實驗波形如圖7所示。其中圖7a顯示了電流跟蹤效果;圖7b顯示了電流補償效果;圖7c為負載電流和電源電流的頻譜。實驗中,有源電力濾波器投入運行后系統(tǒng)電流總諧波失真(THD)由25.58%降為17.83%,補償后系統(tǒng)電流中5次、7次、11次諧波含量仍然很大。由圖7a可以看出,輸出電流相比于指令電流存在明顯的相位滯后和靜差,在諧波電流突變處上升沿和下降沿尤為明顯。實驗結果表明,比例跟蹤控制方法在一定程度上降低了電源電流中的諧波,但效果并不顯著?？紤]加入重復控制器采用重復控制與傳統(tǒng)比例控制并聯(lián)的控制結構來進一步降低諧波含量?？刂葡到y(tǒng)結構如5所示。其中比例控制保證系統(tǒng)動態(tài)性能,而重復控制提高輸出電流波形穩(wěn)態(tài)跟蹤精度。比例+重復控制的實驗波形如圖8所示。其中圖8a顯示了電流跟蹤效果;圖8b顯示了電流補償效果;圖8c為負載和電源電流頻譜。實驗中有源電力濾波器投入運行后,系統(tǒng)電流總諧波失真(THD)由26.84%降低到4.62%,5次、7次和11次諧波含量明顯降低。從實驗波形和以上分析可以看出,比例+重復的電流跟蹤控制方法提高了電流跟蹤精度,減小了穩(wěn)態(tài)誤差,電流補償效果明顯變好了。6基于自適應變量的濾波方法本文對三相三線并聯(lián)式有源電力濾波器的數(shù)字控制方法進行了研究,所取得的研究結論有:(1)采