同步bck變換器電感電流倒灌解決方案

同步bck變換器電感電流倒灌解決方案

近年來，隨著低壓、高壓和有效開關的廣泛應用，采用低效率同步輸出器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的電流治理已成為提高效率的主要技術。對于同步BUCK變換器,系統(tǒng)在滿負載情況下,工作于連續(xù)電流模式(CCM);但其在輕負載時,系統(tǒng)工作于強迫連續(xù)電流模式(FCCM)或非連續(xù)電流模式(DCM)。由于DCM的效率比FCCM的效率高,因此大部分同步BUCK變換器在輕載時工作于DCM模式,這就需要高性能的電感電流過零檢測電路。另外,當系統(tǒng)工作于非電流連續(xù)模式時,由于變換器內部的延遲,致使同步管續(xù)流至零時,系統(tǒng)不能馬上將其關斷,這必然導致電感電流的倒灌,從而影響整體電路的性能指標,因此合理地設計零檢測電路的電流門限也很關鍵。文中詳細地介紹了同步BUCK變換器過零檢測機制,且設計了一種新穎的過零檢測電路,通過仿真驗證其工作性能良好。1中小型電平時開關放電同步BUCK變換器的拓撲如圖1所示,其中Driver信號是帶有死區(qū)時間控制的PWM方波,M1為主開關管,M2為同步整流管,L為儲能電感,C為輸出電容,RL為負載電阻。當Driver信號為高電平時開關管M1導通,輸入電壓對電感充電;當Driver信號為低電平時M2導通,電感放電。首先假設圖1中的功率管M1、M2的導通阻抗分別為RON1、RON2,則在開關管M1導通時SW端的電壓VSW1可表示為:同步整流管M2導通時SW端的電壓VSW2為:假設RON1、RON2為定值,根據(jù)式(1)、式((2)可知,SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關系,因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號。2過零檢測電路由第2節(jié)知道,電感電流降低到零時,SW=0。但由于變換器內部的延遲,致使同步管續(xù)流至零時,系統(tǒng)不能馬上將同步管關斷,這必然導致電流的倒灌。因此在實際應用中,通常選取略低于0V的SW電壓值作為過零比較器的翻轉點。另外系統(tǒng)在充放電之間切換初期,SW電壓不穩(wěn)定,因此需要屏蔽掉這段時間,檢測結果才夠精準。基于以上分析,本文中的過零檢測電路包括以下兩部分:邊沿隱匿電路和負閾值電壓比較器。邊沿隱匿電路能有效屏蔽整流管導通瞬間SW端電位擾動對過零檢測電路造成的誤觸發(fā);負電壓閾值比較器監(jiān)測SW端電位,一旦SW電位達到負電壓閾值,比較器輸出保護信號,系統(tǒng)將關斷整流管,防止倒灌。2.1過零檢測和放電過零檢測電路如圖2所示,其中虛線框中的數(shù)字邏輯電路即為邊沿隱匿電路。控制信號HS_dr是與BUCK變換器開關管M1柵極驅動信號同頻同相的信號,即當HS_dr=1時,電感充電;當HS_dr=0時,電感放電。整個電路的輸出信號ZC_OUT在SW=SW_TH時翻轉為高電平,系統(tǒng)將整流管M2關閉。(1)電感充電時段,開關管M1導通,整流管M2截止,此時不需要過零檢測電路?？刂菩盘朒S_dr=1,經(jīng)過或非門,強制將ZC_OUT拉到地。且MN1導通,將A點拉到地,經(jīng)過施密特觸發(fā)器后,B點為高電平,使得過零比較器的輸出允許信號CTR=1,將比較器的輸出OUT強制到高電平。因此整個充電過程,過零檢測的輸出為低電平。(2)電感放電時段,開關管M1截止,整流管M2導通,需要過零檢測電路。此時控制信號HS_dr=0,不影響輸出信號ZC_OUT。MN1截止,A點將由恒定電流I對電容C0充電,當A點充電到施密特觸發(fā)器的下門限VT-時,B點將翻轉為低電平,經(jīng)過兩級反向器后使得信號CTR=0,允許過零比較器正常工作。因此在放電初期,當A沒有充到施密特門限值時,將使ZC_OUT=0,此后ZC_OUT將隨SW變化。充電時間由下式確定:2.2負閾值電壓比較器的設計2.2.1比較器輸出的限制負閾值電壓比較器的整體電路如圖3所示。其中VDD為電源,VSS為地信號;I_bias為直流電流偏置;EN為比較器的使能控制信號,低電平有效;CTR為邊沿隱匿電路產(chǎn)生的比較器輸出允許信號,低電平時輸出允許。Vn為比較器的負端輸入,Vp為比較器的正端輸入,其中MOS管N1為高壓管,R1=R2。由于輸入電壓要求到0V,因此采用電阻負載P管放大的差分電路作為輸入級,這樣能增大共模輸輸入范圍(ICMR)。忽略開關管的壓降,其共模輸入范圍可表示為:由式(4)可以看出ICMR最小能到達負值。輸入級電路的功能是將輸入的差分電壓進行放大,其電壓增益可表示為:第2級為高增益級,采用電流鏡做負載P管放大的雙端變單端結構,其電壓增益表示為:2.2.2比較器負電壓閾值由于比較器的核心電路采用的是完全對稱的結構,因此輸入失調電壓約為0V。圖3中的NMOS管N1與N2工作在開關狀態(tài),其導通電阻為:因此比較器的正負端電壓Vp與Vn可表示為:當Vn=Vp時,比較器輸出發(fā)生反轉,因此由式(8)可推出,SW的負電壓閾值為:由式(9)可知,調節(jié)N1與N2的寬長比或調節(jié)電流I1與I0都可改變SW的門限值,使其滿足設計的負閾值要求。3sw負序特性仿真將上述過零檢測電路應用于一款同步BUCK電路中,基于0.5μmBCD工藝和HSPICE軟件進行仿真。輸入電壓4V~16V,開關頻率400kHz,儲能電感4.7μH,輸出電容44μF,RON1=250mΩ、RON2=200mΩ,設SW的負閾值電壓為-45mV,其仿真驗證結果如下:圖4為系統(tǒng)溫度在0~85℃變化時,比較器的輸出信號隨著SW端電壓變化曲線。從圖上可看出其負閾值電壓從-40mV變化到-50mV,變化范圍為10mV。閾值電壓容差較小,比較器性能較為穩(wěn)定。圖5為整個電路仿真波形。從圖上可看出SW電壓在切換時,先經(jīng)過1μs時間的邊沿隱匿,CTR變?yōu)榈碗娖?此后才允許比較器的輸出OUT隨著SW電壓變化,且OUT在SW=-44.7mV左右時提前翻轉為低電平,經(jīng)過數(shù)字邏輯后使ZC_OUT翻轉為高電平。系統(tǒng)中有無過零檢測電路的仿真結果如圖6所示。由圖可知:系統(tǒng)輕載時,當沒有過零檢測電路,系統(tǒng)將工作于FCCM模式,電感電流發(fā)生了嚴重的倒灌現(xiàn)象;而有過零檢測電路時,當電感電流減小到零后,系統(tǒng)將進入DCM模式,防止電流倒灌,達到設計要求。4特性好的溝道電阻來豐富電流介紹了一種新穎的、可應用于同步Buck芯片的過零檢測電路,該電路利用MOS管工作在線性區(qū)時