高功率因數(shù)的大功率開關(guān)電鍍電源研究

高功率因數(shù)的大功率開關(guān)電鍍電源研究1?引言傳統(tǒng)電鍍電解直流電源采用晶閘管相控整流模式，導(dǎo)致電網(wǎng)側(cè)諧波大、功率因數(shù)低?，F(xiàn)代電鍍電解開關(guān)電源采用二極管整流-IGBT逆變橋-高頻變壓器耦合-低壓整流的拓撲結(jié)構(gòu)，具有體積小、效率高、直流電壓紋波小的優(yōu)點，但直流母線采用大電容濾波，同樣會導(dǎo)致網(wǎng)側(cè)電流畸變、功率因數(shù)降低。鑒于電鍍電源要求輸出直流低電壓和大電流，設(shè)計的電源采用電壓空間矢量控制三相PWM整流器，從而實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。采用IGBT全橋逆變，高頻變壓器耦合輸出，最后通過倍頻整流和LC濾波，使直流輸出電壓的質(zhì)量和裝置能量密度顯著提高。文中介紹的電鍍用開關(guān)電源，其滿載輸出功率為60kW，輸出電壓為12V，輸出電流為5kA，且連續(xù)可調(diào)。通過采用三相PWM整流技術(shù)控制相電流實現(xiàn)正弦波。理論分析、仿真及實驗表明，該電路實現(xiàn)了輸入電流的高功率因數(shù)整流和低電流畸變，有效抑制電鍍電源的網(wǎng)側(cè)電流諧波。同時采用全橋零電壓軟開關(guān)控制方式，有效減少了功率損耗。2?主電路拓撲結(jié)構(gòu)鑒于大功率的輸出，高頻逆變部分采用以IGBT為功率開關(guān)器件的全橋拓撲結(jié)構(gòu)。圖1示出電源主電路，包括：工頻三相交流電輸入、整流橋、濾波電感電容、高頻全橋逆變器、高頻變壓器、輸出整流環(huán)節(jié)、輸出LC濾波器等。其中，C1為小電容，用于濾除尖峰脈沖帶來的毛刺；C2為大容量電容；VTi(i=i?4)構(gòu)成全橋逆變器；Cz為防止變壓器發(fā)生磁偏的隔直電容。圖I電源主電踹拓撲盡管目前廣泛采用軟開關(guān)技術(shù)實現(xiàn)大功率開關(guān)電鍍電源的設(shè)計方案比以前晶閘管相控整流方式效果更佳，但仍存在損耗大、功率因數(shù)低以及諧波等問題，故三相功率因數(shù)校正成為研究熱點。為此，在設(shè)計中增加了功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)，從而有效地提高了電源的功率因數(shù)和效率。3?三相PWM高功率因數(shù)整流環(huán)節(jié)三相PWM高頻整流電路的主要原理是通過對PWM整流電路的適當(dāng)控制，使輸入電流非常接近于正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1,因此，該整流電路可稱為高功率因數(shù)整流器。圖2示出基于三相PFC的電鍍電源系統(tǒng)框圖，其中前級為三相PFC及其控制電路。圖2電鍍電源PFC系統(tǒng)框圖整流環(huán)節(jié)電路拓撲圖3示出三相PWM高頻整流拓撲，整流主電路由6個IGBT與快速恢復(fù)二極管構(gòu)成，系統(tǒng)中的電流方向如圖所示。設(shè)三相對稱，定義開關(guān)函數(shù)：當(dāng)Sg=i（Sg*=0）時，上橋臂開關(guān)管導(dǎo)通，下橋臂開關(guān)管截止；而當(dāng)Sg=i（Sg*=0）時，開關(guān)管導(dǎo)通情況相反，其中g(shù)=a，b，c。電壓空間矢量原理三相PWM整流器采用電壓空間矢量控制，定義三相電壓型PWM整流器網(wǎng)側(cè)輸入電壓矢量為:根據(jù)三相PWM整流器開關(guān)信號S的定義，整流器有8種導(dǎo)通模式，對應(yīng)的空間電壓矢量：U0（000），U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001）,U6（101），U7（111），其中U1?U6為6個非零有效矢量，U0和U7為兩個零矢量。在一個電流采樣周期內(nèi)，開關(guān)管的導(dǎo)通總是以零矢量開始并以零矢量結(jié)束。用6個非零矢量和兩個零矢量去逼近電壓圓，整流器三相橋輸入端會得到等效的三相正弦波波形?？捎脙蓚€相鄰非零矢量和兩個零矢量去逼近任一空間電壓矢量,從而三相橋輸入為等效正弦波。因此,在系統(tǒng)運行的一個電網(wǎng)周期內(nèi)，可以在空間中形象地用6個區(qū)域來劃分電網(wǎng)空間電壓矢量所在的位置：I區(qū)=d；3II區(qū)=?③；3III區(qū)=2?3；W區(qū)=~4 ；3V區(qū)=4?S ；3W區(qū)=5T。按上述定義對電壓空間矢量進行合理分配，控制好零矢量的作用時間，形成等幅不等寬的PWM脈沖波，最終實現(xiàn)追蹤磁通的圓形軌跡，即實現(xiàn)SVPWM控制。因為直流側(cè)電壓Udc與整流器輸入電流im（m=a，b，c）互相影響，使控制變得困難，因此提出了很

多不同的控制方法。在采用電壓SVPWM控制系統(tǒng)中，根據(jù)文獻采用直接計算合成參考電壓的方法，定義空間矢量如下：口廠?沁+*甲而Mi+f如$4/Rq.）任工+凡二曠行區(qū)4心+運） （2）。1口也+jq『V2/3（“產(chǎn)工力出新.）式中：區(qū)為電網(wǎng)電壓空間矢酹比為線電流空間矢密口當(dāng)三相電網(wǎng)電壓平衡，月.只考慮基波分量時.則空間矢量的關(guān)系為:U.?-L斗 （3）式中：北為采樣周期.通過采用直接計算合成參考電壓矢量的方法，使計算變得簡單，簡化了電源硬件和系統(tǒng)軟件的設(shè)計，很好地控制了直流側(cè)電壓和輸入電流，有效地提高了電源的功率因數(shù)和效率。4?逆變橋控制及IGBT的驅(qū)動和保護4.1逆變橋控制全橋逆變器4個開關(guān)管均采用IGBT，通過DSP中的事件模塊輸出開關(guān)控制命令，即PWM控制信號。PWM信號通過基于HCLP316J的驅(qū)動保護電路放大后控制逆變電路開關(guān)器件的開通和關(guān)斷，使逆變器輸出預(yù)期波形，從而有效提高電鍍電源開關(guān)頻率，大幅減小器件體積，降低功率器件的開關(guān)損耗。TMS320F2812是專用于電氣控制與傳動控制的集成32位DSP芯片，它第一次采用片內(nèi)FLASH，采用了多組總線并行機制，具有速度高達150MHz的指令周期頻率，保證了信號處理的實時性。4.2IGBT的驅(qū)動和保護鑒于對電源和驅(qū)動的要求，考慮到可靠性和經(jīng)濟性，為減小體積、降低噪聲干擾、改善驅(qū)動和保護性能，選擇了驅(qū)動器件HCLP316J來驅(qū)動開關(guān)管IGBT。HCLP316J內(nèi)部使用了光電耦合器來提供控制與驅(qū)動電氣上的隔離，還具有過流檢測與保護功能，通過測量IGBT兩端的飽和壓降，當(dāng)IGBT流過電流過大如短路時，HCLP316J可檢測到危險，同時封鎖驅(qū)動脈沖并給出報警信號。圖4示出基于HCPL316J驅(qū)動電路的設(shè)計。11CLP

3⑹IHCLP11CLP

3⑹IHCLP山川科J即a-R^SETUCF..P31CLP3聞FAULFUCF..P31CLP3聞DSP圖4HCLP3⑹驅(qū)動E乜路5?功率合成

由于設(shè)計的電源功率較大，為進一步提高電源效率，有效實現(xiàn)大功率合成，該電源通過采用多個變壓器串并聯(lián)結(jié)構(gòu)，使并聯(lián)的輸出整流二極管之間實現(xiàn)自動均流，如圖1虛線框內(nèi)所示。為進一步減小損耗，輸出采用多個額定電流400A、額定電壓100V的肖特基二極管并聯(lián)。該變壓器是由14個相同的小變壓器構(gòu)成，變比均為4:1。每個變壓器的次級輸出采用倍流整流方式，從而使變壓器輸出繞組無需中心抽頭，制造工序簡化。與全波整流方式相比，變壓器的匝比減小1/2,從而變壓器的漏感可以更小，變壓器次級電壓升高一倍，電流減小一半，可大幅減小輸出繞組的損耗；與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數(shù)量減少一半。倍流整流器是結(jié)合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點的整流器。這些措施都最大限度地減小了電源的輸出損耗，提高了效率。6?實驗結(jié)果分析根據(jù)以上策略，在圖1所示電路基礎(chǔ)上，采用1.2kV/150A的IGBT模塊開發(fā)了一臺60kW/20kHz（5kA/12V）大功率高頻電鍍電源，輸出電壓電流均可調(diào)。實驗電路參數(shù)如下:三相輸入電壓Uin=380V（50Hz），輸出功率Po=60kW,工作頻率f=20kHz。圖5示出采用Tektronix示波器記錄的實驗波形。WV1g“Q.VIA/AmV'(怨WV1g“Q.VIA/AmV'(怨<三MYdJ(定.>王二<，Wms/陶

出后期電壓和電流一坐Agw場(翟<曲「看『(￥->曰拿tK25us/將） 帕25g嘀）3逆變矯1的輸出電啟電流 I向變用器次級電壓和電源ffl5實驗波形理論分析、仿真及實驗表明，該電路很容易實現(xiàn)三相單位功率因數(shù)和低電流畸變，可有效抑制三相大功率電鍍電源的網(wǎng)側(cè)電流諧波；負載電壓電流相位一致，可實現(xiàn)ZCS,減小開關(guān)損耗，提高電源利用效率。7?結(jié)論該電源采用三相PWM高功率因數(shù)整流方案，很好地解決了電鍍電源的電流嚴(yán)重畸變問題；使用全橋軟開關(guān)技術(shù)，使功率器件實現(xiàn)零電