降低高性能CPU電源中的元件成本

精品文檔-下載后可編輯降低高性能CPU電源中的元件成本新處理器對電源的要求越來越高，快速的負載階躍響應(yīng)、嚴格的輸出電阻限制以及快速的輸出變化都是必不可少的。因此，選用合適的控制器至關(guān)重要。

同樣的控制器，不同的電感和電容

首先來看現(xiàn)有的控制器。對于臺式計算機和一些較大的筆記本電腦來說，具有最小紋波電流的四相控制器為負載階躍提供最快速的響應(yīng)。但是，必須有足夠高的開關(guān)頻率以所需的轉(zhuǎn)換速率來響應(yīng)負載瞬變，還需要MOSFET來保證低的導(dǎo)通電阻RDSON并且使高頻開關(guān)損耗最小。

如果需要提高開關(guān)頻率，那么需要增加控制器反饋環(huán)路的帶寬以提供足夠快的響應(yīng)，可是大帶寬的控制器卻未必穩(wěn)定。如果對現(xiàn)有控制器降低帶寬，提高開關(guān)頻率就沒有任何意義，因為降低帶寬總是會限制環(huán)路響應(yīng)的。

電感無法提供大的電流階躍，所以需要大容量的電容，這樣提高成本并加大了印制電路板面積。而且電容的容量也有上限，使用過多電容會使電源無法及時響應(yīng)動態(tài)輸出的電壓階躍。

解決新問題的新控制器

新的多相同步降壓式控制器解決了上述問題。其在高速條件下穩(wěn)定的反饋環(huán)路可以在降低成本的同時減小設(shè)計尺寸。

通過適當?shù)匮a償，一個寬帶控制器可以處理最大的負載階躍，而且沒有振蕩。這種控制器可以從電感獲取更多的電流，對電流瞬變的響應(yīng)很快，還可同時開啟多個相位，這樣就增大了可用電流而無須附加的大電容。

有了處理大負載階躍的控制器，電感、電容和MOSFET的選擇就很簡單了。先考慮元件的選擇，再考察控制器。

選擇四相位以便滿足高電流需求，每相位330kHz的開關(guān)頻率是開關(guān)損耗、紋波和輸出濾波器尺寸之間的很好折中，但是對于某些控制器可能會再高一些。

優(yōu)先考慮電感

電感值的選擇取決于對輸出紋波的要求。由電感紋波電流引起的紋波電壓

選擇一個電感，其紋波電流峰峰值低于電感最大直流電流一半。11A的紋波電流會產(chǎn)生輸出電阻為1．0mW的7mVpp紋波電壓；對于四相VRD電源，F(xiàn)sw330kHz，采用式(1)計算得L≥320nH。

如果實際中的紋波比設(shè)計中更小，就可以采用更小的電感。在許多控制器設(shè)計中，電感的直流電阻會影響電流檢測。上佳的選擇就是DCR約為R。的l／2～3／2，這要取決于控制器。

求最小輸出電容

僅把一堆大電容用于低頻輸出濾波器是沒有用的，需要動態(tài)地改變VVID這樣必須有上限值一電源必須在時間tv內(nèi)提供規(guī)定誤差為VERR的電壓階躍Vv；輸出需要一個最小的電容用于最大的負載階躍DI．和最大允許過沖條件下的平滑卸載電壓，這必須有下限值。

大電容組的等效串聯(lián)電阻(ESR)應(yīng)該小于壓降電阻R。的兩倍。如果Cxmin(最小值)大于Cxmax(最大值)的話，就應(yīng)該采用較小的電感或者更多的相位來滿足VVID階躍指標。為了保證采用較小電感時具有同樣的輸出紋波，就必須提高開關(guān)頻率。

假設(shè)Cz=180μF，用230μs完成450mV階躍，過沖限制為50mV，建立時間誤差2．5mV，可以得出大電容值Cx的范圍為3．92～43mF。

最后檢查大電容的等效串聯(lián)電感(ESL)，以便保證它足夠低以限制負載階躍期間的高頻振蕩。其必須滿足：

ESL≤Cz?RO2?Q2

(2)

其中，對于衰減起主要作用的系統(tǒng)Q2要限制在4／3。

這樣得到ESL≤240pH。如果大電容組的ESL太大的話，要增加陶瓷電容的數(shù)量，或者采用ESL值較低的大電容以便限制下沖。

MOSFET的選擇

在降壓式穩(wěn)壓器中，MOSFET的RDSON要低，以便使傳導(dǎo)損耗和功率損耗最小；輸入電容要低，以便縮短導(dǎo)通時間?？墒蔷哂械蛽p耗CISS值的快速器件會提高RDSON，所以必須折中考慮。雙MOSFET驅(qū)動器ADP3120A可在12V的VIN下可提供10V的最小柵極驅(qū)動，所以具有邏輯電平閾值的MOSFET是一個很好的選擇。

當開關(guān)結(jié)點變成高電平時，如果同步MOSFET的反相傳輸電容CRSS對柵極耦合出足夠的電荷，那么其就可以接通。這樣會導(dǎo)致主器件和同步器件一起被擊穿。在同步器件中，反饋電容CRSS與輸入電容cISS的比值如保持1／10或者更低的值就可以防止上述情況。

同步MOSFET的關(guān)斷時間應(yīng)該短于每相位MOSFET驅(qū)動器的死區(qū)時間。驅(qū)動器ADP3120具有2W的輸出阻抗和45ns典型死區(qū)時間。采用柵極電阻典型值為lW的MOSFET，并保證2．5RINCISS低于45ns，可以得到上限值為6000pF的總柵極電容。

高壓側(cè)(主)MOSFET需要處理源自導(dǎo)通電流和開關(guān)損耗的功率損耗。開關(guān)損耗則取決于MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷的次數(shù)，所以主MOSFET輸入電容必須低于同步MOSFET。

同步MOSFET和主MOSFET的傳導(dǎo)損耗的差別就在于占空比，因為同步MOSFET和主MOSFET具有互補的導(dǎo)通時間。

輸入電容建議

高壓側(cè)MOSFET漏極電流是一種粗糙的方波，占空比等于n?Vout／Vin，幅度為最大輸出電流的1／n倍。因此必須采用低ESR輸入電容(根據(jù)最大RMS電流而定)在輸入端過濾紋波。

輸入電容值取決于紋波的大小和其他幾種因素，來自交流電流積分器的電容電壓就是其中一個。

大多數(shù)紋波來自于電容ESR和交流電流。將這個具有低ESR值的IR壓降減至最小以便滿足系統(tǒng)需求。

控制器速度

實際上需要多大的控制器帶寬呢?這取決于具體的應(yīng)用?？刂破飨到y(tǒng)應(yīng)該在盡可能最寬的范圍內(nèi)具有阻抗，此輸出阻抗應(yīng)該與載荷的電阻相匹配。控制器的電壓誤差放大器和電流檢測放大器的帶寬都應(yīng)該足夠?qū)?，使電感和輸出電容的響?yīng)起主要作用。

控制器要對最大負載級和卸載做出明顯的響應(yīng)?？刂破鳌Ⅱ?qū)動器和MOSFET也必須足夠快才能滿足動態(tài)VVID的變化。

如果瞬變發(fā)生在控制器不活動期間，那么老式的單邊設(shè)計要等到下一個時鐘周期才能開始響應(yīng)。其中大多數(shù)一次只有一個時鐘相位，從而迫使電源從大電容提供電流。當單邊控制器激活時，它最多只能提供兩種相位。

最近的控制器體系結(jié)構(gòu)采用異步修正以便減少電容來縮短負載階躍響應(yīng)時間。它們可以一次開啟所有的相位來提供CPU的電流需求。也不存在內(nèi)部響應(yīng)時鐘延遲。

同步大控制器，例如ADP3192，可以動態(tài)檢測負載變化。其重新啟動相位與負載階躍同步，無需等待就可提供最大電流。負載階躍響應(yīng)時間典型值在最壞的情況下為300ns。因為有附加電流進入負載，而且當初始的負載階躍要求滿足之后就是正常的多相位操作，所以紋波不會增加。

ADP3192采用非線性增益來響應(yīng)負載階躍。來自最大負載階躍的大信號正好是其傳遞曲線的高增益部分以便接通所有輸出相位，在曲線的低增益部分較小的負載階躍會引發(fā)每個相位的PWM變化。這樣就提高了抗噪聲能力，降低了抖動，因為大多數(shù)噪聲將位于傳遞曲線的小信號、低增益部分。具有恒定高增益的控制器更加容易受到噪聲的影響。

像ADP3192這樣的控