基于 GNU Radio 和 USRP 的頻譜檢測(cè)方法

基于GNURadio和USRP的頻譜檢測(cè)方法1頻譜檢測(cè)方法介紹

1.1認(rèn)知無(wú)線電頻譜感知原理

目前，在認(rèn)知無(wú)線電領(lǐng)域用于檢測(cè)某頻段內(nèi)是否有信號(hào)存在、有哪些信號(hào)存在的方法有多種。以檢測(cè)類型劃分，可分為信號(hào)存在性檢測(cè)和信號(hào)覆蓋范圍檢測(cè)兩類；以檢測(cè)節(jié)點(diǎn)個(gè)數(shù)劃分，可分為單節(jié)點(diǎn)檢測(cè)和多節(jié)點(diǎn)聯(lián)合檢測(cè)；以檢測(cè)方法劃分，主要分為匹配濾波、能量檢測(cè)、周期特性檢測(cè)三類[23]。總結(jié)歸納各種方法如圖所示：

信號(hào)存在檢測(cè)，是指在經(jīng)過(guò)對(duì)某特定頻段內(nèi)信號(hào)的進(jìn)行觀測(cè)之后，做出該頻段上是否有信號(hào)存在的判斷，這種探測(cè)原理的基本模型可以用下面的公式表示：

其中，x(t)是認(rèn)知無(wú)線電接收到的信號(hào)，s(t)是第一用戶傳輸?shù)男盘?hào)；n(t)是加性白高斯噪聲；h是信道的增益；Ho是未被占用的假設(shè)，表明了目前在這一確定頻段上沒(méi)有第一用戶；H1是另一種假設(shè)，表明目前存在第一用戶。

下面將對(duì)單節(jié)點(diǎn)檢測(cè)的幾種方法進(jìn)行介紹、分析：

（1）匹配濾波器探測(cè)

當(dāng)認(rèn)知無(wú)線電獲悉了第一用戶的信號(hào)后，靜態(tài)高斯噪聲理想探測(cè)器就是匹配濾波器，原因在于它能使接收到的信號(hào)的信噪比（SNR）最大化。匹配濾波器的主要優(yōu)點(diǎn)是它只需很短的時(shí)間就可以獲得高處理增益。然而，它必須有效地對(duì)第一用戶的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，這就意味著它需要第一用戶的先驗(yàn)知識(shí)，比如解調(diào)方式和階數(shù)、數(shù)據(jù)包格式等。

上述信息可以預(yù)存在認(rèn)知無(wú)線電的內(nèi)存中，然而，對(duì)解調(diào)來(lái)講，認(rèn)知無(wú)線電必須通過(guò)時(shí)間和載頻同步甚至信道同步來(lái)獲得第一用戶的相關(guān)性。如果這些信息是不準(zhǔn)確的，那么，匹配濾波器的性能就會(huì)變得很差。匹配濾波器探測(cè)的一個(gè)明顯缺點(diǎn)在于，認(rèn)知無(wú)線電對(duì)每一類型的第一用戶都要有一個(gè)專門的接收器。

（2）能量探測(cè)

如果接收機(jī)不能夠收集到第一用戶信號(hào)的足夠的信息，此時(shí)的最佳探測(cè)器就是能量探測(cè)器。為了測(cè)量接收信號(hào)的能量，需要對(duì)帶寬為W的帶通濾波器的輸出信號(hào)進(jìn)行平方運(yùn)算并在觀測(cè)時(shí)間段T內(nèi)進(jìn)行積分，并將積分器的輸出Y與門限值進(jìn)行比較，從而判定合法用戶是否出現(xiàn)。檢測(cè)過(guò)程示意圖如下所示：

能量探測(cè)器的門限很容易受到噪聲功率的變化的影響。為了解決這個(gè)問(wèn)題，已經(jīng)有文獻(xiàn)提出通過(guò)第一用戶發(fā)射機(jī)的導(dǎo)頻音（PilotTone）來(lái)提高認(rèn)知無(wú)線電能量探測(cè)器的準(zhǔn)確性。另外，即使能夠適應(yīng)性的設(shè)定門限值，帶內(nèi)干擾的出現(xiàn)也會(huì)擾亂能量探測(cè)器。能量探測(cè)器的另外一個(gè)缺點(diǎn)是它只能探測(cè)到有用信號(hào)出現(xiàn)，而不能夠區(qū)分信號(hào)的類型，即它不能區(qū)分已調(diào)制信號(hào)、噪聲及干擾。因此，能量探測(cè)器容易被不明信號(hào)誤導(dǎo)而產(chǎn)生誤判決。

（3）靜態(tài)循環(huán)特征探測(cè)

調(diào)制信號(hào)一般都經(jīng)過(guò)了載波、脈沖序列、重復(fù)性擴(kuò)展、跳頻及循環(huán)前綴等耦合處理，使已調(diào)信號(hào)具有了內(nèi)在的周期性。雖然數(shù)據(jù)是靜態(tài)隨機(jī)的，但是這些調(diào)制后的信號(hào)的均值和自相關(guān)函數(shù)都具有周期性，因而稱其具有循環(huán)性。通過(guò)分析頻譜自相關(guān)函數(shù)可以探測(cè)出這些特征。頻譜自相關(guān)函數(shù)的最主要的優(yōu)點(diǎn)是它能夠把噪聲能量和已調(diào)信號(hào)的能量區(qū)分開(kāi)來(lái)，這是因?yàn)樵肼暿且粋€(gè)寬帶的、靜態(tài)的、沒(méi)有相關(guān)性的信號(hào)，而已調(diào)信號(hào)具有頻譜相關(guān)性和周期性。靜態(tài)循環(huán)特征探測(cè)器具有更強(qiáng)的抵抗噪聲功率中不確定性的能力，因而能夠比能量探測(cè)器更好地分辨出噪聲信號(hào)。不過(guò)，它就比能量探測(cè)器更加復(fù)雜并且需要更長(zhǎng)的觀測(cè)時(shí)間。

4.1.2感知任務(wù)

綜合比較上述三種檢測(cè)方法的優(yōu)缺點(diǎn)，我們可以得到下面的對(duì)比：

在本認(rèn)知無(wú)線電實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中，我們選擇能量檢測(cè)的方式做頻譜感知。因?yàn)槠ヅ錇V波需要授權(quán)用戶的信號(hào)模型，只能針對(duì)某種信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，而能量檢測(cè)的方法對(duì)任意信號(hào)都適用。而且匹配濾波需要重構(gòu)到某種調(diào)制解調(diào)方式，解碼成型需要花費(fèi)大量的計(jì)算時(shí)間。而周期特性檢測(cè)復(fù)雜度太高，時(shí)間也較長(zhǎng)，作為初步實(shí)驗(yàn)并不需要如此復(fù)雜的檢測(cè)技術(shù)。

本次實(shí)驗(yàn)采用能量檢測(cè)的方法。感知任務(wù)如下：

在選取子板所能接收的頻率范圍內(nèi)，可以對(duì)任意的頻段進(jìn)行能量檢測(cè)，比如針對(duì)RFX400子板，它的接收范圍是400M-500MHz，可以在400M-500M內(nèi)選定任意范圍進(jìn)行檢測(cè)，對(duì)所檢測(cè)頻段使用情況，能在可控制的時(shí)間內(nèi)記錄到文件中，并可通過(guò)圖形顯示出來(lái)。

4.2能量檢測(cè)FFT方法

FFT是離散傅立葉變換的快速算法，可以將一個(gè)信號(hào)變換到頻域。有些信號(hào)在時(shí)域上是很難看出什么特征的，但是如果變換到頻域之后，就很容易看出特征了。這就是很多信號(hào)分析采用FFT變換的原因。另外，F(xiàn)FT可以將一個(gè)信號(hào)的頻譜提取出來(lái)，這在頻譜分析方面也是經(jīng)常用的。得到了信號(hào)的頻域變換后，就可以對(duì)其進(jìn)行模值運(yùn)算得出某頻率值下的幅度特性。

一個(gè)模擬信號(hào)，經(jīng)過(guò)ADC采樣之后，就變成了數(shù)字信號(hào)。采樣得到的數(shù)字信號(hào)，就可以做FFT變換了。N個(gè)采樣點(diǎn)，經(jīng)過(guò)FFT之后，就可以得到N個(gè)點(diǎn)的FFT結(jié)果。為了方便進(jìn)行FFT運(yùn)算，通常N取2的整數(shù)次方。假設(shè)采樣頻率為Fs，信號(hào)頻率F，采樣點(diǎn)數(shù)為N。那么FFT之后結(jié)果就是一個(gè)為N點(diǎn)的復(fù)數(shù)。每一個(gè)點(diǎn)就對(duì)應(yīng)著一個(gè)頻率點(diǎn)。這個(gè)點(diǎn)的模值，就是該頻率值下的幅度特性。具體跟原始信號(hào)的幅度有什么關(guān)系呢？假設(shè)原始信號(hào)的峰值為A，那么FFT的結(jié)果的每個(gè)點(diǎn)（除了第一個(gè)點(diǎn)直流分量之外）的模值就是A的N/2倍。而第一個(gè)點(diǎn)就是直流分量，它的模值就是直流分量的N倍。而每個(gè)點(diǎn)的相位，就是在該頻率下的信號(hào)的相位。第一個(gè)點(diǎn)表示直流分量（即0Hz），而最后一個(gè)點(diǎn)N的再下一個(gè)點(diǎn)（實(shí)際上這個(gè)點(diǎn)是不存在的，這里是假設(shè)的第N+1個(gè)點(diǎn)，也可以看做是將第一個(gè)點(diǎn)分做兩半分，另一半移到最后）則表示采樣頻率Fs，這中間被N-1個(gè)點(diǎn)平均分成N等份，每個(gè)點(diǎn)的頻率依次增加。例如某點(diǎn)n所表示的頻率為：Fn=(n-1)*Fs/N。由上面的公式可以看出，F(xiàn)n所能分辨到頻率為為Fs/N，如果采樣頻率Fs為1024Hz，采樣點(diǎn)數(shù)為1024點(diǎn)，則可以分辨到1Hz。1024Hz的采樣率采樣1024點(diǎn)，剛好是1秒，也就是說(shuō)，采樣1秒時(shí)間的信號(hào)并做FFT，則結(jié)果可以分析到1Hz，如果采樣2秒時(shí)間的信號(hào)并做FFT，則結(jié)果可以分析到0.5Hz。如果要提高頻率分辨力，則必須增加采樣點(diǎn)數(shù)，也即采樣時(shí)間。頻率分辨率和采樣時(shí)間是倒數(shù)關(guān)系。

假設(shè)FFT之后某點(diǎn)n用復(fù)數(shù)a+bi表示，那么這個(gè)復(fù)數(shù)的模就是

，相位就是Pn=atan2(b,a)。根據(jù)以上的結(jié)果，就可以計(jì)算出n點(diǎn)（n≠1，且n<=N/2）對(duì)應(yīng)的信號(hào)的表達(dá)式為：An/(N/2)*cos(2*pi*Fn+Pn)，即2*An/N*cos(2*pi*Fn+Pn)。對(duì)于n=1點(diǎn)的信號(hào)，是直流分量，幅度即為A1/N。

由于FFT結(jié)果的對(duì)稱性，通常我們只使用前半部分的結(jié)果，即小于采樣頻率一半的結(jié)果，即可以是前向FFT也可以是后向FFT，前向、后向各一半結(jié)果。

由此可知：假設(shè)采樣頻率為Fs，采樣點(diǎn)數(shù)為N，做FFT之后，某一點(diǎn)n（n從1開(kāi)始）表示的頻率為：Fn=(n-1)*Fs/N；該點(diǎn)的模值除以N/2就是對(duì)應(yīng)該頻率下的信號(hào)的幅度（對(duì)于直流信號(hào)是除以N）；該點(diǎn)的相位即是對(duì)應(yīng)該頻率下的信號(hào)的相位。相位的計(jì)算可用函數(shù)atan2(b,a)計(jì)算。atan2(b,a)是求坐標(biāo)為(a,b)點(diǎn)的角度值，范圍從-pi到pi。要精確到xHz，則需要采樣長(zhǎng)度為1/x秒的信號(hào)，并做FFT。要提高頻率分辨率，就需要增加采樣點(diǎn)數(shù)，這在一些實(shí)際的應(yīng)用中是不現(xiàn)實(shí)的，需要在較短的時(shí)間內(nèi)完成分析。解決這個(gè)問(wèn)題的方法有頻率細(xì)分法，比較簡(jiǎn)單的方法是采樣比較短時(shí)間的信號(hào)，然后在后面補(bǔ)充一定數(shù)量的0，使其長(zhǎng)度達(dá)到需要的點(diǎn)數(shù)，再做FFT，這在一定程度上能夠提高頻率分辨力。

4.3能量檢測(cè)實(shí)現(xiàn)

4.3.1GNURadio的USRP初始化設(shè)置

需要搭建基于GNURadio的FFT頻譜檢測(cè)器，我們就需要正確的初始化配置USRP，建立流圖，搭建起FFT運(yùn)算的軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)。

初始化配置USRP，需要使用GNURadio中的usrp.py模塊，這個(gè)模塊包含輸入輸出初始化設(shè)置、ADC采樣速率、功率、增益、載頻等。基本上所有關(guān)于配置USRP的子函數(shù)都需要重載usrp.py來(lái)配置。具體見(jiàn)下表：

usrp.py函數(shù)是所有GNURadio控制USRP的程序都要用到的初始化函數(shù)，它們控制usb接口、fpga程序、ADC、DAC、子板，跟硬件打交道的程序都可以從這個(gè)函數(shù)的子函數(shù)找到控制方法。

source_x()和sink_x()則是usrp.py中最基本的子函數(shù)，它們是流圖的開(kāi)始或者結(jié)束，由它們我們可以初始化USRP為接受器或者發(fā)射器，而且一個(gè)USRP通過(guò)時(shí)分復(fù)用可以復(fù)用為雙工收發(fā)器。

按照表的函數(shù)應(yīng)用舉例，我們?cè)O(shè)置USRP為接收狀態(tài)，nchan=2這樣我們可以同時(shí)獲得兩個(gè)子板的信息，同時(shí)對(duì)400M和2.4G頻段進(jìn)行掃頻。其余設(shè)置均為默認(rèn)狀態(tài)，由此可得知：

adc_rate=64MS/s

usrp_decim=64

usrp_rate=adc_rate/usrp_decim=1MS/s4.3.2FFT能量檢測(cè)流圖

由上一小節(jié)FFT的原理，我們可以得出FFT計(jì)算結(jié)果的意義，可對(duì)其進(jìn)一步處理達(dá)到我們的需求。GNURadio自帶庫(kù)有FFT模塊，在設(shè)置好USRP并正確的建立流圖，然后將得到的結(jié)果通過(guò)計(jì)算途徑處理，最終得到我們需要的功能——大范圍的能量檢測(cè)。因?yàn)閁SRP帶寬的限制，一個(gè)時(shí)間內(nèi)前端只能檢測(cè)到8MHz的射頻信號(hào)如果要檢測(cè)大于8MHz帶寬的信號(hào)我們需要通過(guò)不斷的RF前端步進(jìn)調(diào)頻以達(dá)到檢測(cè)大范圍頻譜的目的，雖然檢測(cè)到的頻譜并不是實(shí)時(shí)的。USRP（或者程序）每個(gè)時(shí)刻對(duì)一段范圍的頻率進(jìn)行檢測(cè)，然后步進(jìn)調(diào)頻到下一段頻率，這樣就能掃頻掃過(guò)大段的頻率。

要是頻率調(diào)頻已經(jīng)完成步進(jìn)調(diào)頻，我們需要在每一個(gè)步進(jìn)時(shí)刻結(jié)束時(shí)——即已獲得這段頻率的數(shù)值時(shí)，發(fā)送一個(gè)調(diào)頻指令到USRP。調(diào)頻控制由gr.bin_statistics_fsink程序?qū)崿F(xiàn)，bin_statistics在以下的函數(shù)解釋中有詳細(xì)解釋。

當(dāng)我們命令USRP的RF子板改變中心頻率時(shí)，我們必須等待ADC的采樣到達(dá)FFT處理器并判斷完是否屬于需要的中心頻率。在這個(gè)過(guò)程中需要經(jīng)過(guò)很多重的延時(shí)比如從FPGA，USB，計(jì)算延時(shí)。這樣我們必須在調(diào)節(jié)到下一步進(jìn)頻率時(shí)進(jìn)行延時(shí)，以保證上一步進(jìn)頻率的采樣能正確的被FFT處理器處理。

程序主要驅(qū)動(dòng)部分由bin_statisticssink函數(shù)組成。整個(gè)流程如圖4-3

bin_statistics主要控制USRP的調(diào)頻控制，并根據(jù)步進(jìn)頻率帶寬的大小決定延時(shí)時(shí)間即FFT處理器忽略掉N個(gè)向量（向量長(zhǎng)度由計(jì)算決定）這里也可以詳細(xì)解釋，當(dāng)進(jìn)行完FFT處理后，bin_statistics將處理后的信息組合成message，并將此message插入messagequeue。message的每個(gè)內(nèi)容由FFT后的每個(gè)最大頻率的向量組成。

每一步進(jìn)的延時(shí)需要計(jì)算得出，延時(shí)包括調(diào)頻延時(shí)和計(jì)算延時(shí)，其中調(diào)頻延時(shí)是最主要的延時(shí)。

調(diào)頻延時(shí)由RF前端的PLL到主板的時(shí)間再加上管道中排隊(duì)的時(shí)間，我們所用的RFX系列延時(shí)差不多是1ms。

調(diào)頻延時(shí)轉(zhuǎn)化為FFT計(jì)算時(shí)忽略的向量個(gè)數(shù)的計(jì)算公式是

tune_delay_passed_to_bin_statistics=

int(round(required_tune_delay_in_sec*usrp_rate/fft_size))

其中：

required_tune_delay_in_sec=10e-3；usrp_rate=1M(decimation=64)；

fft_size=256

可得出tune_delay_passed_to_bin_stats=4(FFTFrames)

這表示，我們延時(shí)1ms我們將跳過(guò)4個(gè)輸入的FFT向量個(gè)數(shù)，來(lái)獲得真實(shí)的向量數(shù)據(jù)。延時(shí)時(shí)間還包括計(jì)算延時(shí)，我們需要收集處理N個(gè)FFT采樣，如果DR=8那將用時(shí)128us，還應(yīng)該加上計(jì)算機(jī)處理這N個(gè)采樣的時(shí)間，這個(gè)需要根據(jù)實(shí)際計(jì)算機(jī)的處理能力通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)得。

本實(shí)驗(yàn)平臺(tái)設(shè)置步進(jìn)頻率為3MHz，設(shè)置3M是為了能盡可能精確的對(duì)小范圍的頻率進(jìn)行能量測(cè)算，而我們通信時(shí)占用的頻寬也大概是2M多，加上半衰保護(hù)，差不多即是3M。而且步進(jìn)頻率3M可節(jié)省每一步進(jìn)的運(yùn)算時(shí)間，是個(gè)均衡的選擇。這樣USRP及相關(guān)程序的初始化就完成了。

以下是完成FFT運(yùn)算的流圖，其搭建一個(gè)完整的軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)，數(shù)據(jù)最終寫入message。流圖如下圖：

4.3.3實(shí)現(xiàn)結(jié)果

總結(jié)如下，受制于USB總線的約束，USRP不能檢測(cè)超過(guò)8MHz的帶寬（USRP的USB2.0最大數(shù)據(jù)傳輸速率為32MBytes/S，每個(gè)實(shí)采樣點(diǎn)占用2個(gè)Bytes，以一路復(fù)數(shù)采樣進(jìn)行單收或單發(fā)，則最高可達(dá)到32/4=8M復(fù)采樣每秒，即最高發(fā)送或接收8MHz帶寬的信號(hào)）。因此，要對(duì)一段RF頻段進(jìn)行檢測(cè)，必須以合適地步進(jìn)值調(diào)節(jié)RF前端，這樣就能檢查很寬的頻譜。在此設(shè)計(jì)過(guò)程中，為更好地表示指定頻段內(nèi)的頻譜感知情況，通過(guò)設(shè)置GNURadio的相關(guān)函數(shù)，我們選取3MHz這樣的掃頻間距。

頻段掃描過(guò)程如下：

（1）設(shè)置所要感知頻段的最小、最大頻率以及掃描次數(shù)M；

（2）對(duì)所選頻譜范圍進(jìn)行間隔化，每一間隔值為3MHz；

（3）在第一個(gè)3MHz頻段范圍內(nèi)對(duì)信號(hào)進(jìn)行AD采樣，得到N個(gè)點(diǎn)（本次設(shè)計(jì)N取256）；

（4）進(jìn)行N點(diǎn)FFT，對(duì)得到的N個(gè)復(fù)數(shù)分別進(jìn)行平方和運(yùn)算，得出模值，再累加，求得平均值作為此3MHz間隔的模值，并由此求得功率大小，記錄到文件中；

（5）移頻到下一個(gè)3MHz間隔，重復(fù)上面的步驟，直到掃描完頻段內(nèi)所有的每一個(gè)間隔；

我們對(duì)特定頻段做多幾次掃頻，獲得平均功率數(shù)據(jù)，使用gnuplot將數(shù)據(jù)畫圖。其中Y軸為平均功率，單位為dBm；X軸為頻率，單位為MHz。因?yàn)?00M和2.4G頻段上的功率量值不同，所以起始功率不同。見(jiàn)圖4-5和圖4-6

從上兩圖中的檢測(cè)結(jié)果可以非常直觀的得到以下結(jié)論：

（1）2.4G非授權(quán)頻段非常擁擠，這段頻率已經(jīng)被大量的wifi設(shè)備使用殆盡，而且還有大量“不速之客”加進(jìn)來(lái)干擾，比如藍(lán)牙和微波爐開(kāi)啟產(chǎn)生的污染（圖中2430MHz處即是微波爐開(kāi)啟產(chǎn)生