【變壓器輪換工程研究6800字】

變壓器輪換工程研究目錄TOC\o"1-3"\h\u196051.引言 363232.輸入級級聯(lián)H橋電路 311302.1H橋結構和工作原理 4204762.2CHB電路及其調(diào)制方式 611073.DAB電路 963003.1DAB電路及其工作原理分析 993463.2DAB工作原理 10206044.級聯(lián)型PET固定輪換混合PWM調(diào)制算法 1381254.1傳統(tǒng)CHB調(diào)制方式 13127654.2固定輪換混合PWM調(diào)制算法 14203614.3控制策略 15162084.4固定輪換混合PWM算法的優(yōu)勢 1617385.結語 1722618參考文獻 1826205致謝 191.引言當前，隨著電網(wǎng)中分布式電源和多樣性負荷接入數(shù)量的不斷增加，給電網(wǎng)的消納能力帶來了巨大的挑戰(zhàn)，使得傳統(tǒng)配電網(wǎng)在可靠性、經(jīng)濟適用性等方面均面臨諸多亟待解決的問題。隨著電力電子技術發(fā)展取得突破，將基于電力電子變換的柔性直流技術引入傳統(tǒng)配電網(wǎng)，構成交直流混合配電網(wǎng)，可實現(xiàn)交直流微網(wǎng)電能的高度可控性和應用靈活性，能夠提高配電網(wǎng)接納分布式新能源的能力、改善電能質(zhì)量和系統(tǒng)運行效率，是新型配電網(wǎng)的重要發(fā)展方向和當前國內(nèi)外研究熱點。以交直流混合配電網(wǎng)為核心的方案成為解決多種負荷接入，交直流混合電源管理，功率雙向可調(diào)節(jié)的新型配電網(wǎng)架構。交直流混合配電網(wǎng)因其多端接入、電壓等級不同、能量雙向流動等特點，需要一臺可靠的“能量路由器”為其實現(xiàn)各個電源和負荷能量的主動調(diào)度管理和準確控制。隨著系統(tǒng)傳輸功率的增加，所提功率不均衡控制對效率提升的效果逐漸下降直至消失，且可能會導致系統(tǒng)運行不穩(wěn)定，若繼續(xù)采用功率非均衡控制可能會導致系統(tǒng)運行的不穩(wěn)定，因此模塊化PET需要新的效率優(yōu)化方法。因此在大功率運行工況下，本文針對前級CHB提出一種基于混合PWM調(diào)制的固定輪換算法。2.輸入級級聯(lián)H橋電路PET根據(jù)不同的應用場景擁有靈活多變的拓撲形式，目前，作為交直流混合配電網(wǎng)電能路由器的PET，一種主流核心拓撲是由H橋整流器與IBDC兩級電路級聯(lián)，如圖2-1所示，受功率半導體器件耐壓水平的限制，高壓輸入側通常采用CHB結構以接入高壓交流配電網(wǎng)，IBDC輸出側并聯(lián)提供一個穩(wěn)定的直流電壓，其中一個H橋電路和IBDC電路前后級聯(lián)組成一個功率單元。圖2-1級聯(lián)型PET主電路拓撲圖2-1中，us和is分別表示電網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流，Ls為交流濾波電感，uhi、udi分別為第i個H橋整流電路的交流端壓和中間直流電壓，C1為中間直流電容，輸出側并聯(lián)接入直流負載，uo、ioi分別為輸出電壓及負載電流。輸入側AC/DC整流電路具有多種拓撲結構，其中H橋型整流器結構簡單，控制方便，并可通過多個模塊級聯(lián)提升系統(tǒng)電壓等級和等效開關頻率，適用于中高壓大功率場合。2.1H橋結構和工作原理單相H橋整流器拓撲結構如圖2-2所示。圖2-2中，us為交流側電壓，is為交流側電流，uab為H橋交流輸出電壓，L為網(wǎng)側交流濾波電感，S1-S4為開關器件，D1-D4為反并聯(lián)二極管，C1為直流支撐電容，R為直流側等效負載。圖2-2單相H橋整流電路單相H橋整流電路有整流和逆變兩種工作模式，當us和is相位相同且us超前uab時，H橋工作于整流狀態(tài)；當us和is相位相同且us滯后uab時，H橋工作于逆變狀態(tài)。單相H橋電路采用雙極性PWM調(diào)制時，交流側電壓uab會出現(xiàn)+udc、0、-udc三種電平，具體的工作模態(tài)如圖2-3所示。a)模式1b)模式2c)模式3d)模式4e)模式5f)模式6工作模式1：當is>0，S2與S3導通，此時uab=-udc，電網(wǎng)電壓us與電容C1向電感L充電，電感電流is上升，udc下降，如圖2-3a)所示。工作模式2：當is>0，S2與D4導通，此時uab=0，電網(wǎng)電壓us直接加在電感L上，對電感L充電，電感電流is上升，電容C1向負載放電，電容通過負載形成回路釋放能量，udc下降，如圖2-3b)所示。工作模式3：當is>0，D1與D4導通，此時uab=udc，電網(wǎng)電壓us與電感L向電容C1充電，電感電流is下降，udc上升，如圖2-3c)所示。工作模式4：當is＜0，S1與S4導通，此時uab=udc，電網(wǎng)電壓us與電容C1向電感L充電，電感電流is上升，udc下降，如圖2-3d)所示。工作模式5：當is＜0，S1與D3導通，此時uab=0，電網(wǎng)電壓us向電感L充電，電感電流is上升，電容C1向負載放電，電容通過負載形成回路釋放能量，udc下降，如圖2-3e)所示。工作模式6：當is＜0，D2與D3導通，此時uab=-udc，電網(wǎng)電壓us與電感L向電容C1充電，電感電流is下降，udc上升，如圖2-3f)所示。2.2CHB電路及其調(diào)制方式H橋級聯(lián)結構如圖2-4所示，多個低壓小功率H橋模塊的輸入端通過級聯(lián)形式連接起來，達到所需的電壓和功率等級。CHB工作原理與H橋整流器相似，通過控制并網(wǎng)電流的大小和相對相位使直流側電壓穩(wěn)定并決定功率傳輸方向。根據(jù)前級CHB結構圖，由KVL和KCL原理可得CHB的數(shù)學模型：（2-1）CHB電路各模塊傳輸功率方程為：（2-2）式中：uan為CHB輸出總交流電壓，hi第i個單元H橋的開關模態(tài)。圖2-4前級CHB結構現(xiàn)有應用于CHB電路的多電平調(diào)制技術有基頻調(diào)制方法、載波移相（CarrierPhaseShifted，CPS）調(diào)制技術和混合脈寬（HybridPulseWidthModulation，HPWM）多電平調(diào)制方法。由于本文采用主動功率非均衡控制策略以提升級聯(lián)型PET系統(tǒng)效率，故采用自身具有非均衡特性的HPWM技術，可在各模塊功率差異較大的情況下仍能保證系統(tǒng)穩(wěn)定運行，同時不犧牲交流諧波特性。在HPWM調(diào)制方式下，級聯(lián)H橋模塊存在4種工作模式：H橋為“+1”模式時，對應開關管S1、S4導通，輸出端壓為+ud，；H橋為“-1”模式時，對應開關管S2、S3導通，輸出端壓為-ud；H橋為“0”模式時，對應開關管S2、S4或S1、S3導通，輸出端壓為0。如表2-1所示。表2-1H橋工作模式開關函數(shù)S1S2S3S4端壓+1通斷斷通ud0斷通斷通00通斷通斷0-1斷通通斷-udHPWM技術是一種將低頻階梯波逼近技術和高頻PWM調(diào)制技術相結合的先進調(diào)制方式，在降低開關頻率的同時可確保交流多電平波形質(zhì)量，同時其本身屬于一種非均衡調(diào)制方法。圖2-5給出了HPWM技術輸出PWM多電平波形的原理，其實質(zhì)是基于波形合成原理，利用N-1個H橋模塊工作于電平逼近模式，交流輸出側為階梯波電壓ustep，剩余的一個H橋模塊工作于高頻PWM模式，輸出PWM電壓波形，二者疊加，即可得到CHB交流側輸出的2N+1電平電壓uan。圖2-5HPWM原理圖HPWM具體實現(xiàn)方法為：以中間直流電壓udc為間隔將正弦參考電壓uac劃分為N個工作區(qū)域，并計算當前工作區(qū)域k，即（2-3）式中，floor(·)表示向較低的整數(shù)取整函數(shù)。然后對CHB各模塊按直流電壓由低到高進行排序，進而根據(jù)當前工作區(qū)域k以及參考電壓極性進行各H橋開關模式的分配，如圖2-6所示。圖2-6并網(wǎng)時各模塊開關模式分配圖具體分配原則為：在uac正半周，令前k-1個H橋工作于“+1”開關模式，第k個H橋工作于PWM模式，其余工作在0模式；在uac負半周，令前k-1個H橋工作于“-1”開關模式，第k個H橋工作于PWM模式，其余工作于“0”模式。這一調(diào)制算法的特點就是，在并網(wǎng)電流不變情況下電容電壓較高的模塊其輸出至電容的功率較少，而電容電壓較低的模塊輸出至電容的功率較多。HPWM方法實施流程如圖2-7所示。圖2-7HPWM流程圖3.DAB電路3.1DAB電路及其工作原理分析隔離級DAB電路拓撲如圖3-1所示。DAB由兩個全橋、一個高頻隔離變壓器和輔助電感構成，可以看出：DAB拓撲采用高頻變壓器實現(xiàn)電氣隔離以提高系統(tǒng)的可靠性，取代傳統(tǒng)的工頻變壓器，降低設備的尺寸和重量，功率密度提高；DAB的一、二次側H橋的開關功率器件結構對稱，可實現(xiàn)軟開關控制，降低開關損耗。圖3-2中：u1為電源側輸入電壓，u2為負載側輸出電壓，i2為輸出電流，uab、ucd分別為變換器兩端原副邊H橋交流輸出電壓，Lt為串聯(lián)輔助電感與變壓器漏感之和，iL為電感電流，C1、C2為輸出側支撐電容，變壓器T電壓比為n:1，兩個全橋的構成與上文的H橋整流電路相同。圖3-1DAB的電路拓撲3.2DAB工作原理DAB主電路的等效電路如圖3-2所示。圖3-2DAB的等效電路圖3-2中：L為串聯(lián)輔助電感與變壓器漏感之和；uL為電感兩端電壓；在移相控制下，DAB兩側全橋的開關頻率相同，逆變輸出電壓uab和ucd為方波或者三電平波（移相控制方式不同），通過控制uab和ucd之間的相位可以控制系統(tǒng)功率的流向。當uab相位超前ucd時，DAB功率正向傳輸,由u1側傳輸?shù)絬2側；當ucd相位超前uab時，DAB功率反向傳輸，由u2側傳輸?shù)絬1側。其中電感電流iL可表示為：（3-1）由于DAB兩側拓撲具有對稱性，變換器功率正反向傳輸?shù)脑硐嗤１疚囊怨β视蓇1側傳輸?shù)絬2側即uab相位超前ucd為例，分析DAB在單移相控制下的工作原理及特性。DAB采用單移相控制方法示意圖如圖3-3所示。圖3-3DAB單移相控制方法示意圖圖3-3中，S1-S8為對應開關器件的控制信號，其頻率相同且占空比都為0.5。變壓器兩側全橋同一橋臂的開關器件控制信號相反，處于對角的開關器件控制信號相同；1/2f為半個開關周期，D/2f表示輸入側開關器件S1與輸出側開關器件S5之間的導通和關斷時間差，D為移相比，0D1。假定DAB在單移相控制下工作在穩(wěn)定狀態(tài)，根據(jù)圖3-3所示的單移相控制方法示意圖，DAB的運行情況可分為6個模式，如圖3-4所示。a)模式1b)模式2c)模式3d)模式4e)模式5f)模式6圖3-4單移相控制下DAB的工作模式如圖3-4所示，在單移相控制下，DAB整個周期的6個工作模式的具體工作方式如下：1）模式1（t0-t0'）：工作模式1如圖2-13a)所示。在t0時刻之前，u1側開關器件S2和S3導通，u2側D6和D7導通，電感電流為負；在t0時刻，u1側開關器件S2和S3關斷，D1和D4導通，u2側仍是D6和D7導通，電感電流仍為負、電流逐漸減小，電感電壓uL為u1+nu2；在時刻t0'，電感電流減小到0。電感電流可以表示為（3-2）2）模式2（t0'-t1）：工作模式2如圖2-13b)所示。在t0'時刻，u1側開關器件S1和S4導通，u2側S6和S7導通，電感電壓uL為u1+nu2，電感電流為正、逐漸增加，電感電流可以表示為（3-3）3）模式3（t1-t2）：工作模式3如圖2-13c)所示。在t1時刻，u1側開關器件S1和S4繼續(xù)導通，u2側S6和S7關斷，D5和D8導通，電感電壓uL為u1-nu2，電感電流繼續(xù)增加，電感電流可以表示為（3-4）4）模式4（t2-t2'）：工作模式4如圖2-13d)所示。在t2時刻，u1側開關器件S1和S4關斷，D2和D3導通，u2側D5和D8導通，電感電壓uL為-u1-nu2，電感電流為正，但逐漸減小。在t2'時刻，電感電流減小為0。電感電流可以表示為（3-5）5）模式5（t2'-t3）：工作模式5如圖2-13e)所示。在t2'時刻，u1側開關器件S2和S3導通，u2側S5和S8導通，電感電壓uL為-u1-nu2，電感電流由正變負快速增加。電感電流可以表示為（3-6）6）模式6（t3-t4）：工作模式6如圖2-13f)所示。在t4時刻，u1側開關器件S2和S3繼續(xù)導通，u2側S5和S8關斷，D6和D7導通，電感電壓uL為-u1+nu2，電感電流繼續(xù)增加。電感電流可以表示為（3-7）對于DAB其采用單移相控制方法時，其傳輸功率表達式為：（3-8）4.級聯(lián)型PET固定輪換混合PWM調(diào)制算法4.1傳統(tǒng)CHB調(diào)制方式目前，級聯(lián)多電平變換器使用最多的高頻PWM調(diào)制方法為CPS調(diào)制。其基本原理是，對于由N個H橋模塊組成的單相級聯(lián)型多電平變換器，每個H橋單元都采用開關頻率相同的SPWM調(diào)制方法，各H橋的調(diào)制波信號相同，每個H橋模塊用三角載波進行調(diào)制，各三角載波具有相同的頻率和幅值，但相位依次相差一定角度，從而使每個H橋模塊輸出的PWM脈沖也錯開一定角度，這樣可顯著增加變換器的等效開關頻率，經(jīng)波形疊加后，變換器最終輸出的波形是一個多電平的階梯波。其中，一個H橋電路左右兩個橋臂的三角載波信號相差π，不同H橋的三角載波依次相差π/N。如圖4-1所示。a)調(diào)制波與載波b)CHB輸出波形圖4-1CPS原理圖雖然CPS有良好的多電平輸出特性、相對均衡的開關分布以及可獲得等效開關頻率加倍效果等優(yōu)點，但其也面臨各模塊都處于高頻開關狀態(tài)器件開關損耗較大，過調(diào)制狀況下其均衡性被破壞，對三角載波的同步性要求較高等問題。根據(jù)第二章對H橋損耗模型的分析，可推導得出CPS調(diào)制下N模塊級聯(lián)H橋的器件損耗為：結合第二章有關CHB在HPWM調(diào)制方式下的損耗分析，在傳輸相同功率情況下，無論HPWM調(diào)制還是CPS調(diào)制，CHB通態(tài)損耗基本相同，但在開關損耗方面CPS調(diào)制明顯更大。當系統(tǒng)處于大功率運行狀態(tài)時，HPWM調(diào)制可有效降低開關損耗。當CHB各單元輸出電壓、功率相等時采用同一控制方法的后級DAB其損耗基本相同，所以針對前級CHB的效率優(yōu)化有助于提高PET整機效率。根據(jù)本文第二章的介紹，H橋的損耗主要由器件的開關損耗和通態(tài)損耗構成，在直流電壓不變的情況下，損耗主要與器件的開關頻率呈正相關關系，而采用HPWM技術可有效降低前級CHB的開關頻率。4.2固定輪換混合PWM調(diào)制算法一般的HPWM技術是以CHB中間直流電壓的大小決定各H橋模塊的運行狀態(tài)，即電壓高的模塊少傳輸功率，電壓低的模塊多傳輸功率以此實現(xiàn)中間直流電壓的動態(tài)平衡。但在實際的級聯(lián)型PET中，后級的DAB模塊會給前級CHB提供相同的直流電壓，采用電壓排序的HPWM不能保證各功率單元輸出功率均衡穩(wěn)定。固定輪換混合PWM調(diào)制算法就是以混合調(diào)制為基礎，由DAB為前級提供相同的穩(wěn)定直流電壓，每個H橋模塊在一定周期內(nèi)進行相同開關模式的輪換，這樣可保證各單元功率均衡輸出，避免了各功率單元因傳輸功率不同造成中間直流電壓波動的情況。原理與圖2-7基本一致。固定輪換混合PWM調(diào)制算法求取工作區(qū)域k的計算和HPWM相同，具體見第二章公式2-3。固定輪換混合PWM算法實施流程如圖4-2所示。每個H橋由與其級聯(lián)的DAB提供相等的直流電壓，每0.5個電網(wǎng)電壓周期（T）即uac的半個周波，N個H橋單元的排序按順時針變化一次，然后根據(jù)當前工作區(qū)域k及參考電壓極性，進行各單元開關函數(shù)的分配。具體為：在uac正半周，令前k-1個模塊工作于“+1”開關模式，第k個模塊工作于高頻PWM模式，其余模塊工作在“0”模式；在uac負半周，令前k-1個模塊工作于“-1”開關模式，第k個模塊工作于PWM模式，其余模塊工作于“0”模式。這樣就使每個H橋模塊在NT/2時間內(nèi)經(jīng)歷的開關模式相同，保個模塊在一個輪換周期內(nèi)的輸出功率均等。圖中hi為算法初始時的開關模式，Hi為進行輪換后各模塊對應的開關模式。圖4-2固定輪換混合PWM流程圖4.3控制策略采用固定輪換混合PWM算法的級聯(lián)型PET控制分為兩部分，輸入級定電流控制和中間級定電壓控制。前級CHB電流環(huán)控制器設計為比例諧振（PR）控制器，DAB電壓控制器為比例積分（PI）控制器。DAB通過定電圧控制向每個H橋提供相等的中間電壓，由于并網(wǎng)電壓一定，所以CHB通過定電流控制決定系統(tǒng)的傳輸功率?？刂瓶驁D如圖4-3所示。a)CHB控制策略b)DAB控制策略圖4-3a)為CHB電流閉環(huán)控制框圖，電流參考值Iref乘以電網(wǎng)相位即為并網(wǎng)電流指令iref，控制器采用PR算法以實現(xiàn)并網(wǎng)電流對正弦參考信號的無靜差跟蹤，其輸出與us相減，即得到CHB的調(diào)制指令uac，進而通過本章介紹的固定輪換混合HPWM算法得到各H橋模塊的開關情況。圖4-3b)為DAB輸出電壓控制框圖，DAB模塊的輸出電壓考值與實際值相減經(jīng)PI控制器得到移相比D，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。4.4固定輪換混合PWM算法的優(yōu)勢固定輪換混合PWM調(diào)制算法可使每個H橋單元的輸出功率均等，且每個工頻周期只有部分時間處于高頻開關狀態(tài)。在PWM調(diào)制時，前級CHB開關損耗占據(jù)絕大部分，其他損耗對系統(tǒng)的效率影響較小，而載波移相調(diào)制要求每個H橋單元的開關頻率相同且等于系統(tǒng)開關頻率，即每個單元都處在高頻PWM狀態(tài)。固定輪換算法下，每一時刻僅有一個H橋模塊處于高頻PWM狀態(tài)，因此固定輪換混合PWM調(diào)制算法可以顯著減少器件的開關損耗。與傳統(tǒng)混合PWM調(diào)制相比，固定輪換可以使每個H橋單元輪流處于PWM工作狀態(tài)和正負電壓輸出狀態(tài)，這樣避免了傳統(tǒng)混合調(diào)制情況下某幾個H橋會長期工作在高頻開關和大功率傳輸狀態(tài)，從而導致部分器件快速老化影響整體壽命，或因開關模式頻繁切換而導致失去混合PWM調(diào)制提高變換器效率的優(yōu)勢。固定輪換混合PWM算法適合系統(tǒng)在傳輸功率較大情況下應用，因其是基于混合調(diào)試方式而來且核心控制策略與主動功率非均衡相一致，所以級聯(lián)型PET可根據(jù)實際工況實現(xiàn)系統(tǒng)輕載與重載優(yōu)化運行的快速切換。5.結語能源互聯(lián)網(wǎng)代表著未來能源的發(fā)展方向，以可再生能源為核心的新能源發(fā)電規(guī)模不斷擴大對電網(wǎng)的運行安全和新能源高效利用帶來新的挑戰(zhàn)和要求。一方面，由于分布式電源容量相對較小且交直流混合，電壓等級不盡相同，若直接接入傳統(tǒng)電網(wǎng)，將增加系統(tǒng)的復雜程度。另一方面，分布式電源具有間歇性和不穩(wěn)定性，傳統(tǒng)的交流配電網(wǎng)無法實現(xiàn)合理調(diào)配、柔性管理，會對系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運行造成影響。本文針對PET輸入級的損耗情況，提出一種可降低系統(tǒng)開關損耗的固定輪換混合PWM調(diào)制算法，在保持CHB各H橋單元輸出功率均等前提下，等效開關頻率低于CPS調(diào)制，損耗減少，級聯(lián)型PET的整體效率得到提高。該調(diào)制算法原理簡單，具有一定的