信道及噪聲模型

信道及噪聲模型2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所1第一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所2調(diào)制信道和編碼信道廣義信道定義原因：只關(guān)心變換的最終結(jié)果，而無需關(guān)心詳細(xì)的物理過程。調(diào)制信道：指圖中調(diào)制器輸出端到解調(diào)器輸入端的部分，又稱模擬信道。研究調(diào)制和解調(diào)時，常用調(diào)制信道。編碼信道：指圖中編碼器輸出端到譯碼器輸入端的部分，有時又稱數(shù)字信道。噪聲第二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所3(2)信道數(shù)學(xué)模型

調(diào)制信道模型調(diào)制信道具有如下共性：

1）輸入端與輸出端是一一對應(yīng)的；

2）絕大多數(shù)的信道都是線性的，即滿足疊加定理；3）信號通過信道具有一定的延遲時間，而且還會受到(固定或時變的)損耗；4）即使沒有信號輸入，在信道輸出端仍有一定的功率輸出。噪聲第三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日因此，可用一個二對端(或多對端)時變線性網(wǎng)絡(luò)來表示調(diào)制信道，如圖。則二對端數(shù)學(xué)模型可以寫為其中，n(t)為獨立存在的加性噪聲（或加性干擾）；k(t)依賴于網(wǎng)絡(luò)的特性，反映網(wǎng)絡(luò)特性對的作用。k(t)的存在，對來說是一種干擾，通常稱為乘性干擾。

時不變系統(tǒng)：系統(tǒng)內(nèi)的參數(shù)不隨時間變化的系統(tǒng)，即恒參 系統(tǒng)；

時變系統(tǒng)：系統(tǒng)內(nèi)的參數(shù)隨時間變化的系統(tǒng)，也稱變參 (隨參)系統(tǒng)。

第四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所5(a)二對端調(diào)制信道模型

第五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所6(b)多對端調(diào)制信道模型

第六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所7在分析乘性干擾k(t)，可以把信道粗略分為兩大類：恒參信道：指k(t)可看成不隨時間變化或相對于信道上傳輸信號的變化較為緩慢的調(diào)制信道（常可等效為一個線性時不變網(wǎng)絡(luò)來分析）。隨參信道：是非恒參信道的統(tǒng)稱，或者說，k(t)是隨機變化的調(diào)制信道。第七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所8編碼信道模型

當(dāng)編碼信道把編碼器輸出的數(shù)字信號傳輸?shù)浇獯a器的輸入端時，由于噪聲的存在以及信道帶寬的有限，在傳輸過程中不可避免會出現(xiàn)差錯。則編碼信道模型可用數(shù)字的轉(zhuǎn)移概率來描述。

數(shù)字的轉(zhuǎn)移概率表示信道輸入端數(shù)字信號序列到輸出端發(fā)生的轉(zhuǎn)移程度。

編碼信道對信號傳輸?shù)挠绊懯菍⒁环N數(shù)字序列變成另一種數(shù)字序列。第八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所9最常見的無記憶的二進(jìn)制數(shù)字傳輸系統(tǒng)的一種簡單的編碼信道模型如圖3-3所示。（所謂信道無記憶是指：一碼元的差錯與其前后碼元的差錯發(fā)生是相互獨立的。)1001P(0/0)P(1/0)P(0/1)P(1/1)圖3-3二進(jìn)制編碼信道模型xy第九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所10在此模型中，假設(shè)解調(diào)器每個輸出碼元的差錯發(fā)生是相互獨立的，

P(0/0)、P(0/1)、P(1/1)、P(1/0)稱為信道轉(zhuǎn)移概率。其中P(0/0)與P(1/1)是正確轉(zhuǎn)移的概率，而P(0/1)與P(1/0)是錯誤轉(zhuǎn)移概率。需要注意：轉(zhuǎn)移概率完全由編碼信道特性決定。一個特定的編碼信道，有確定的轉(zhuǎn)移概率。1001P(0/0)P(1/0)P(0/1)P(1/1)圖3-3二進(jìn)制編碼信道模型xy第十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所11誤碼率為Pe=P(0)×P(1/0)+P(1)×P(0/1)

二進(jìn)制編碼信道模型的轉(zhuǎn)移概率矩陣為：

P(yi/xi)=P(0/0)P(1/0)P(0/1)P(1/1)第十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所12（3）噪聲通信系統(tǒng)中的噪聲有很多種，主要有乘性噪聲和加性噪聲。加性噪聲（加性干擾）以疊加的形式對系統(tǒng)輸入信號產(chǎn)生影響，它限制了接收機正確判斷碼元的能力，從而限制了信息的傳輸速率，是接收錯誤的主要因素之一，是我們研究的重點。乘性噪聲是由于傳輸媒質(zhì)的非線性引起的，使輸出信號等于輸入信號乘以一個非常數(shù)，乘性噪聲的大小和傳輸媒質(zhì)存在很大的關(guān)系，通常體現(xiàn)在系統(tǒng)的傳輸特性（傳遞函數(shù)H(ω)）中。從產(chǎn)生的來源分類第十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所13加性噪聲來源與分類來源

人為噪聲：來源于其它無關(guān)的信號源，如外臺信號、開關(guān)接觸噪聲、工業(yè)的點火輻射、熒光燈干擾等；自然噪聲：自然界存在的各種電磁波源，如閃電、大氣中的電暴、銀河系噪聲及其它各種宇宙噪聲等；

內(nèi)部噪聲：系統(tǒng)設(shè)備本身產(chǎn)生的各種噪聲，如導(dǎo)體中自由電子的熱運動（熱噪聲）、電源哼聲等。第十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所14根據(jù)特征分為單頻噪聲：占有頻率很窄的連續(xù)波噪聲；特點：可視為一個已調(diào)正弦波，其幅度、頻率或者相位是事先不能預(yù)測的。但這種噪聲占有極窄的頻帶，在頻率軸上的位置可以測量進(jìn)而防止，因此并不是所有的通信系統(tǒng)中都存在。如外臺信號等。

單頻噪聲,脈沖噪聲，起伏噪聲

第十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所15脈沖噪聲

：時間上無規(guī)則地突發(fā)的短促噪聲；特點：突發(fā)的脈沖幅度大，但持續(xù)時間短，相鄰?fù)话l(fā)脈沖之間往往有較長的安靜時段。有較寬的頻譜，但隨頻率升高能量降低。如工業(yè)上的點火輻射，閃電及偶然的碰撞和電氣開關(guān)通斷產(chǎn)生的噪聲等。第十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所16起伏噪聲

：以熱噪聲、散彈噪聲和宇宙噪聲為代表的噪聲；

特點：無論在時域還是頻域內(nèi)它們都是普遍存在和不可避免的；是影響通信質(zhì)量的主要因素之一，是研究噪聲的主要對象。第十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所17起伏噪聲來源熱噪聲

電阻類導(dǎo)體中，自由電子的布朗運動引起的噪聲。散彈噪聲由真空電子管或半導(dǎo)體器件中電子發(fā)射的不均勻性引起的噪聲。

宇宙噪聲是指天體輻射波對接收機形成的噪聲。

第十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所18起伏噪聲特點高斯白噪聲，且在相當(dāng)寬的頻譜內(nèi)具有平坦的功率譜密度；起伏噪聲可以看成為零均值的高斯隨機過程。經(jīng)信道、接受轉(zhuǎn)換設(shè)備后輸出為窄帶高斯噪聲；對于帶寬為Bn的窄帶高斯噪聲，認(rèn)為它的功率譜密度Pn()在帶寬Bn內(nèi)是平坦的。

第十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所192.5.2白噪聲在大多數(shù)通信系統(tǒng)中，噪聲在直流到1012Hz的頻率上，功率譜密度值都是一樣的。這種在整個頻率范圍內(nèi)具有平坦功率譜密度的噪聲稱為白噪聲。白噪聲中的“白”字從光學(xué)中的“白光”引用出來，是指均勻的意思，具體的是指功率譜密度函數(shù)是均勻的（為常數(shù)：對應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)為：圖第十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所20白噪聲的頻域和自相關(guān)函數(shù)的圖如下：白噪聲的自相關(guān)函數(shù)在τ=0處為沖激函數(shù)，而τ

≠0時自相關(guān)函數(shù)為零，說明白噪聲任意兩個樣本都是不相關(guān)的。白噪聲屬于高斯過程，樣本不相關(guān)同時也是獨立的，因此白噪噪聲對每個發(fā)送碼元的影響都是互相獨立的。單、雙邊功率譜第二十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所21上述白噪聲頻域圖中的頻域范圍為(-,)

，該功率譜密度函數(shù)叫雙邊功率譜密度函數(shù)；物理實際中功率譜密度只有正的頻率，對應(yīng)的功率譜密度稱為單邊功率譜密度函數(shù)。0雙邊功率譜密度單邊功率譜密度帶限白噪聲頻率在0-f1內(nèi)的信號平均功率第二十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所222.5.3帶限高斯白噪聲由于通信系統(tǒng)中濾波器的存在，白噪聲經(jīng)過濾波器后期頻譜被限制在一定的范圍。當(dāng)其通過低通信道后，其頻譜被限制在|?|≤?H的范圍，變成低通白噪聲（或帶限白噪聲）頻譜特性和自相關(guān)函數(shù)為平均功率計算窄帶白噪聲第二十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所232.5.4窄帶高斯白噪聲高斯白噪聲是在實際通信信道中普遍存在的，當(dāng)其通過帶通信道后，頻譜被限制在?c-B/2≤|?|≤?c+B/2范圍，變成帶通白噪聲。如果B<<?c則稱為窄帶高斯白噪聲。在實際通信系統(tǒng)中，其頻譜（濾波）特性總是存在一定的上升沿和下降沿。波形第二十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所24窄帶過程的頻譜和波形示意如圖所示，窄帶過程的一個實現(xiàn)的波形，就像一個包絡(luò)和相位緩慢變化(變化比載波的變化要緩慢得多)的正弦波。這樣，窄帶隨機過程可表示為第二十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所25窄帶白噪聲的時域形狀類似于振幅為非常數(shù)的正弦波，稱之為準(zhǔn)正弦振蕩，時域表達(dá)式可以表示為：

隨機包絡(luò)A(t)，隨機相位(t)。

上式展開為稱為同相分量稱為正交分量特點第二十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所26（1）一個0均值窄帶平穩(wěn)高斯過程，它的同相分量和正交分量同樣是平穩(wěn)高斯過程，而且均值為零方差也相同。即：（2）一個0均值窄帶高斯過程，其包絡(luò)的一維分布是瑞利分布，相位的一維分布是均勻分布，且包絡(luò)與相位統(tǒng)計獨立。

實際通信系統(tǒng)中的窄帶高斯白噪聲的平均值即數(shù)學(xué)期望一般為0。并具有如下特性：圖第二十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所27其包絡(luò)和相位分布的曲線如圖所示。2.5.5正弦波加窄帶高斯白噪聲通信系統(tǒng)中的絕大多數(shù)噪聲和信號可以看作是窄帶高斯過程，在滿足級數(shù)分解的條件下，信號可以分解為正弦或余弦的疊加，因此可以把一般的信號表示成正弦波形，則在通信系統(tǒng)中接收機接收到的混合信號為正弦波加上噪聲。數(shù)學(xué)表示第二十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所28（1）接收信號數(shù)學(xué)表達(dá)式均勻分布的包絡(luò)函數(shù)和相位函數(shù)分別為：第二十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所29（2）包絡(luò)函數(shù)的概率密度函數(shù)包絡(luò)概率密度函數(shù)服從廣義瑞利分布，也稱萊斯(Rice)分布。I0(x)為零階修正貝塞爾函數(shù)，與θ無關(guān)。從圖中可以看出，若A=0，則上式就是瑞利分布，因此時r(t)不含有正弦波，只有窄帶高斯噪聲。相位分布第二十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所30（3）相位函數(shù)的概率密度函數(shù)以相位θ為條件的相位的概率密度為：式中是信號平均功率與高斯窄帶過程的平均功率之比。相位的概率密度函數(shù)如圖所示。

特點分析第三十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所31從圖中可以看出，(z)隨著其信噪比的增加，逐步從瑞利分布()到廣義瑞利分布，再趨向正態(tài)分布()；而且其包絡(luò)可能的取值也逐步增大，即曲線右移；隨著其信噪比的增加，其相位隨機變量變化范圍愈來愈小，并逐步趨近于零相位(即信號本身的相位)，而當(dāng)0時其趨近于均勻分布。信道容量第三十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所32信道容量：信道能夠傳輸信息的最大傳輸速率，即信道的極限傳輸能力。從信息論的觀點來看，各種信道可以概括為兩大類：

離散信道：輸入和輸出的信號都是取離散的時間函數(shù)； 即廣義信道中的編碼信道；連續(xù)信道：輸入和輸出信號都是取值連續(xù)的時間函數(shù)； 即廣義信道中的調(diào)制信道。2.5.6信道容量第三十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所33離散信道的信道容量離散信道模型

離散信道的模型可分為有噪聲信道和無噪聲信道兩種情況，可以用信道轉(zhuǎn)移概率來合理的描述信道干擾和信道統(tǒng)計特性。如下圖。第三十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所34圖3.8-1(a)是無噪聲信道，圖3.8-1（b）是有噪聲信道。

P(xi)——發(fā)送符號xi的概率，P(yj)——收到符號yj的概率，

P(yj/xi)——發(fā)送為xi而收到y(tǒng)i的轉(zhuǎn)移概率。

第三十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所35互信息量在有噪聲信道中，發(fā)送符號為而收到符號為時所獲得的信息量，即互信息量。它等于發(fā)送符號的信息量減去收到符號yi后對xi的不確定程度：

式中，——收到而發(fā)送為的條件概率。

第三十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所36

對所有發(fā)送為而收到為的互信息量取統(tǒng)計平均，則得到從Y中獲得的關(guān)于X的平均信息量即平均互信息量I(X,Y):式中，H(x)——表示發(fā)送的每個符號的平均信息量； H(x/y)——表示發(fā)送符號在有噪聲的信道中傳輸平均丟失的信息量。第三十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所37信息傳輸速率R與信道容量C信道在單位時間內(nèi)所傳輸?shù)钠骄畔⒘糠Q為信息傳輸速率R，可表示為式中，r為單位時間內(nèi)傳送的符號數(shù)。該式表示有噪聲信道中信息傳輸速率等于每秒鐘內(nèi)信息源發(fā)送的信息量與由信道不確定性而引起的丟失的那部分信息量之差。

第三十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所38信息傳輸速率與單位時間傳送的符號數(shù)目r、信息源概率分布及信道干擾的概率分布有關(guān)。對于一切可能的信息源概率分布來說，信道傳輸信息速率R的最大值稱為信道容量。顯然，在無噪聲時R=rH(x)；如果噪聲很大時，H(x/y)H(x)，則信道傳輸信息的速率為R0。第三十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所39連續(xù)信道的信道容量香農(nóng)公式假設(shè)輸入信道的加性高斯白噪聲單邊功率譜密度為n0，功率為N(W)，信道的帶寬為B(Hz)，信號功率為S(W)，則可以證明該連續(xù)信道的信道容量為

上式就是具有重要意義的

香農(nóng)（shannon）公式

第三十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所40香農(nóng)公式表明了當(dāng)信號與作用在信道上的起伏噪聲的平均功率給定時，在具有一定頻帶寬度B的信道上，理論上單位時間內(nèi)可能傳輸?shù)男畔⒘康臉O限數(shù)值。同時，該式還是頻譜擴展技術(shù)的理論基礎(chǔ)。連續(xù)信道的信道容量受“三要素”：B、n0、S的限制。重要意義：

第四十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所41信道容量及“三要素”之間的關(guān)系提高信噪比S/N可以增加信道容量。當(dāng)n0=0或S=，即S/N趨于無窮時，信道容量C趨于無窮。這意味著增大信號平均功率S和減小噪聲功率N是提高信道容量的有效手段。增加信道帶寬B可以增加信道容量C，但不能無限制地使其增大

通常，把實現(xiàn)了上述極限信息速率的通信系統(tǒng)稱之為理想通信系統(tǒng)。第四十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所42信噪比再小，即使S/N<1，信道容量也不會為0。

也就是說，在弱信號強噪聲情況下，信道也存在通信能力，只不過允許傳輸?shù)男畔⒙市《?。在信道容量C一定時，信噪比(S/N)與信道帶寬(B)對信道傳輸能力的影響效果可以互換；增加信號帶寬可以降低對信噪比的要求。

當(dāng)信噪比太小、不能保證通信質(zhì)量時，常采用寬帶系統(tǒng)，從而使系統(tǒng)具有較好的抗干擾性。（擴頻技術(shù)?。。。┑谒氖?，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所432.6

語音信號數(shù)字化常用是脈沖編碼調(diào)制（PCM）：模擬信源m(t)模擬隨機信號A/DD/A模擬終端數(shù)字通信系統(tǒng){sk}數(shù)字隨機信號接收端發(fā)送端信道“D/A”包括：譯碼+低通濾波(重建濾波)“A/D”包括：抽樣+量化+編碼第四十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所44t0模擬信號可以用有限個點的值來表示，只傳輸這些值就可以恢復(fù)出原始信號。111110101100011011010樣值:這些有限個點的值;抽樣:取出這些值的過程;抽樣頻率?S:抽樣間隔TS的倒數(shù);編碼:將樣值用數(shù)字信號(二進(jìn)制)表示的過程。

注：但是抽取樣值必須滿足一定的條件。基本概念第四十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所452.6.1抽樣定理

低通抽樣定理

一個頻帶限制在(0，H)內(nèi)的連續(xù)信號m(t)，如果抽樣頻率S≥2H，則可由抽樣序列mS(t)無失真地重建原始信號m(t)。奈奎斯特抽樣間隔:

Ts=1/2H1、抽樣的實現(xiàn)

δT(t)m(t)ms(t)抽樣模型沖激序列

MS(ω)是無窮多個間隔為ωS的M(ω)的迭加。

第四十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所46任意信號與沖激信號的卷積:卷積性質(zhì):

第四十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所47結(jié)論1：時域上，是m(t)與沖激序列δT(t)相乘；頻域上，是M()與δs()的卷積，即M()按ωS=2π/Ts的間隔平移迭加。

tatbωωH-ωHc'0ωωH-ωHa'0ωb'tcδT(t)m(t)ms(t)第四十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所48LPF2、重建模型ωωH-ωH0tωωH-ωH0t內(nèi)插公式

結(jié)論2：m(t)在時域上可由每個樣值與抽樣函數(shù)Sa(.)相乘后所得的各波形相加而得到。

實際上，每個樣值經(jīng)低通后其響應(yīng)強度為該樣值的Sa(.)波形，則所有響應(yīng)的合成波形就是m(t)。

Demo第四十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所49三個要求：信號是嚴(yán)格帶限的；采用理想沖激序列；用理想LPF來恢復(fù)原連續(xù)信號。實際非理想狀態(tài)：頻譜折疊失真——將抽樣頻率取得稍大一些！孔徑效應(yīng)（又稱孔徑失真）——待續(xù)！第四十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所50帶通抽樣定理

設(shè)帶通信號m(t)；頻率范圍(L,H)；帶寬B＝H-L。則當(dāng)抽樣頻率滿足：則根據(jù)這些抽樣值就能準(zhǔn)確恢復(fù)(確定)原信號

m(t)。第五十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所51S≥2H(2)

對于窄帶信號B<<H，即n>>1，有S2B；當(dāng)L<B時，則可將該信號當(dāng)作低通信號進(jìn)行處理；低通抽樣定理是帶通抽樣定理的特例。當(dāng)帶限信號的H=B、L=0時，則變成了低通抽樣定理；討論

第五十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所523實際抽樣方法抽樣脈沖序列為非理想沖激響應(yīng)序列。

實際抽樣電路中抽樣脈沖都具有一定的持續(xù)時間τ。已抽樣信號，相當(dāng)于以基帶信號去改變脈沖載波的幅度的調(diào)制，常稱為脈沖幅度調(diào)制(PAM)。

根據(jù)mS(t)序列頂部形狀不同分為自然抽樣和平頂抽樣。

第五十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所53自然抽樣抽樣脈沖S(t)是周期型矩形脈沖序列，信號m(t)和S(t)相乘，得到的已抽樣信號mS(t)序列頂部在脈沖持續(xù)時間內(nèi)隨著m(t)變化。第五十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所54結(jié)論：與理想抽樣信號的頻譜相比，自然抽樣信號的頻譜幅度變化了

Cn=AτSa(nτωH)倍。雖然Cn是隨n變化的，但對確定的n來說Cn是一個常數(shù)。因此，對信號頻譜是一種幅度的加權(quán)，并不改變頻譜的形狀。這樣，使用相應(yīng)的低通濾波器，便可從抽樣信號中無失真恢復(fù)原始信號。第五十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所55電路實現(xiàn)：抽樣保持平頂抽樣

（實際采用的抽樣方法）tm(t)0TSmS(t)在抽樣脈沖持續(xù)時間內(nèi)其頂部保持不變。分析方法：理想抽樣矩形脈沖形成矩形脈沖產(chǎn)生理想抽樣第五十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所56

在采用矩形脈沖進(jìn)行抽樣的PAM方式中，可以看到樣值信號（或已抽樣信號）ms(t)的脈沖"頂部"是隨著m(t)的變化而變化的，這是一種曲頂?shù)腜AM。在模擬信號數(shù)字化過程中，進(jìn)行波形編碼的過程是抽樣、量化、編碼。在量化編碼過程中，每一個樣值應(yīng)只有一個量化值。實際應(yīng)用中不宜用較寬脈沖進(jìn)行抽樣，這樣不能準(zhǔn)確地選取量化標(biāo)準(zhǔn)。因此，在量化編碼過程中，每一個樣值應(yīng)該固定不變。也就是說將“曲頂”的PAM應(yīng)變?yōu)?平頂"的PAM。提問：在實際的抽樣過程中常采用平頂抽樣方法， 為什么不采用較簡單的自然抽樣？第五十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所57δT(t)h(t)m(t)ms(t)mH(t)所以第五十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所58與理想抽樣信號頻譜相比，平頂抽樣信號的頻譜有一加權(quán)項

H(ω)。第五十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所59孔徑失真：由于H(ω)對抽樣信號頻譜加權(quán)造成的失真。校正：信號接收端用均衡器作補償。LPF量化孔徑均衡網(wǎng)絡(luò)第五十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所602.6.2量化

模擬信號進(jìn)行抽樣后，其抽樣值還是隨著信號幅度連續(xù)變化的。當(dāng)這些連續(xù)變化的抽樣值通過噪聲信道傳輸時，接收端不能準(zhǔn)確地估值所發(fā)送的抽樣。如果發(fā)送端用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示抽樣值，且電平間隔比干擾噪聲大，則接收端將有可能準(zhǔn)確地估值所發(fā)送的抽樣。

量化：利用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示模擬抽樣值的過程。(對幅度進(jìn)行離散化處理的過程)第六十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所61qi+1qi+2qi+3qiqi-1υimi-1mimi+1mi+2-1.量化模型qi量化值Q[·]量化器mi模擬輸入量化器特性：分層電平：mi量化間隔(量階或階距)均勻量化非均勻量化

量化的基本原理量化電平：qi，（重建電平）第六十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所62式中：(x)為輸入信號幅度的概率密度函數(shù)，M為量化電平數(shù)。2.量化誤差（噪聲）

量化噪聲功率（量化噪聲的平均功率用均方誤差表示）

量化噪聲的平均功率與量化間隔的分隔有關(guān)。如何使量化噪聲平均功率最小，是量化器的理論所要研究的問題。均勻量化第六十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所63

均勻量化

指把輸入信號的取值域按等間距分割的量化。每個量化區(qū)間的最佳量化電平qi均取在量化間隔的中點。

設(shè)輸入信號幅度[-a,a]，且服從均勻分布，量化電平數(shù)為M。則均勻量化間隔

此時，最大量化誤差：第六十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所64所以，二者具有相同的信號和量化噪聲平均功率。不考慮信道誤碼，即系統(tǒng)理想時，量化器輸出信號應(yīng)與接收端譯碼輸出信號完全一致。抽樣譯碼LPF編碼信道量化第六十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所65接收端輸入LPF相當(dāng)于已量化的抽樣值，根據(jù)抽樣定理的信號重建原理，當(dāng)LPF增益為TS時，有所以信道誤碼影響第六十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所66均勻量化噪聲平均功率：

量化輸出信號功率（因nq較小，常用輸入信號功率表示）量化器輸出信噪比隨量化電平數(shù)M的增加而提高。

主要缺點：均勻量化的信號動態(tài)范圍（信號最小值到最大值范圍）受到較大的限制。

第六十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所67

非均勻量化

量化間隔不相等的量化。對小信號用小階距量化，大信號用大階距量化。

實現(xiàn)：對信號非線性變換后再進(jìn)行均勻量化。

?(x)均勻量化編碼編碼端xy解碼?-1(x)解碼端?對小信號予以放大，對大信號進(jìn)行“壓縮”，然后作均勻量化，使量化信噪比在信號的整個動態(tài)范圍內(nèi)保持不變。

壓擴特性第六十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所68i(x)第一象限非線性壓縮特性一般采用修正的對數(shù)“壓縮”特性。第六十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所691、A律對數(shù)壓縮特性

(歐洲、中國)歸一化值=i/max；A為壓縮系數(shù)，國際標(biāo)準(zhǔn)取A=87.6。

2、μ律對數(shù)壓縮特性

式中μ為壓縮系數(shù)，μ=0時無壓縮，μ愈大壓縮效果愈明顯。國際標(biāo)準(zhǔn)中取μ=255。

比較第六十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所70律與A律壓縮特性有近似相同的特性。在小信號段，A律變換對小信號有24dB的增益；律變換對小信號有33.5dB的增益。A律變換一般用于PCM32基群（E1）系統(tǒng)；律變換一般用于PCM24基群（T1）系統(tǒng)。比較：13折線第七十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所713、A律對數(shù)壓縮特性的十三折線法近似將A律變換特性近似地用13段折線(包括X負(fù)半軸)表示：其中X取值0～1/128與1/128～1/64段斜率相同，連成一段。Y正軸按均勻分為8段，x軸按2i-8劃分。即各段終端坐標(biāo)SNR改善第七十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所72折線線段斜率和信噪比改善值(書表7-3)折線段12345678A=87.6曲線的x1/1281/60.61/30.61/15.41/7.791/3.931/1.98113折線的x1/1281/641/321/161/81/41/21斜率161684211/21/4信噪比改善dB2424181260-6-12PCM第七十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所732.6.3PCM編碼原理編碼：把量化后的信號電平值變換成數(shù)字代碼的過程；又稱脈沖編碼調(diào)制(PCM)，其逆過程稱為譯碼。PCM通信系統(tǒng)框圖抽樣譯碼LPF干擾編碼信道量化編碼原理第七十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所74第七十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所75

PCM編碼常用的編碼碼型自然二進(jìn)制碼格雷碼折疊二進(jìn)制碼在編碼中，常采用折疊二進(jìn)制碼！第七十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所76樣值脈沖極性自然二進(jìn)制碼格雷碼折疊二進(jìn)制碼量化級正極性部分11111110110111001011101010011000110011011111111010101011100110001111111011011100101110101001100015141312111098負(fù)極性部分01110110010101000011001000010000000000010011001001100111010101000000000100100011010001010110011176543210正、負(fù)極性的碼型完全不一樣

折疊二進(jìn)碼的特點是正、負(fù)兩半部分，除去最高位后，呈倒影關(guān)系、折疊關(guān)系且對小信號時的誤碼影響小

相鄰碼之間只有一個碼字不同，但編碼電路復(fù)雜，一般較少采用。對于雙極性信號，可用最高位表示信號的正、負(fù)極性，而用其余的碼表示信號的絕對值，即只要正、負(fù)極性信號的絕對值相同，則可進(jìn)行相同編碼。第七十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所77

A律PCM編譯碼原理1、A律PCM編碼規(guī)則每樣值采用8位折疊編碼

M1M2M3M4M5M6M7M8表示。極性碼段落碼電平碼（段內(nèi)碼）M1M2M3M4M5M6M7M80-負(fù)極性信號；1-正極性信號。表示信號處于哪一段折線上。表示段內(nèi)16級均勻量化電平值。第七十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所782、最小量化間距7位均勻量化：’min

＝＝1/27＝1/12813折線法：比較：小信號時編碼表第七十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所79將歸一化值1分為2048份，每份（1/2048）稱1個量化單位。則A律PCM正輸入值編碼表為

段落號i段落起始電平段內(nèi)量化間隔Δi段落碼M2M3M4101000216100133220104644011512881006256161017512321108111102464編碼器第七十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所803、逐次比較型編碼器本地譯碼器整流器恒流源比較器記憶電路7/11變換電路后7位碼M2～M8|Is|>IW”1”否則“0”保持電路極性碼M1PAM輸入IsIW7/11變換電路：數(shù)字壓擴器，完成非線性變換，將7位非均勻編碼變?yōu)?1位線性編碼。

譯碼器第八十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所811270，473，373，173的A律13折線的逐次反饋比較PCM編碼值1270權(quán)值編碼473權(quán)值編碼373權(quán)值編碼173權(quán)值編碼B1>01B1>01B1>01B1>01B2>1281B2>1281B2>1281B2>1281B3>5121B3<5120B3<5120B3<5120B4>10241B4>2561B4>2561B4<2560B5<15360B5>3841B5<3840B5<1920B6<12800B6>4481B6>3201B6>1601B7>11521B7<4800B7>3521B7<1760B8>12161B8>4641B8>3681B8>1681注意誤差問題?。。〉诎耸豁?，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所824、A律PCM譯碼原理

三種類型：電阻網(wǎng)絡(luò)型、級聯(lián)型和混合型。

為使編碼造成的量化誤差小于Δi/2，通常在解碼時要加上該段量化間隔的一半。

記憶電路極性控制7/11寄存讀出恒流源調(diào)幅脈沖輸出放大PCM脈沖讀出脈沖存入控制編碼例子第八十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所83第一步，符號位例：設(shè)輸入信號幅度：X＝1250，試將其按照A律13折線編成8位碼，計算編譯碼輸出及量化誤差。M1=1第二步，求段落碼因為1024<X=1250<2048，處于第8段。第三步，求段內(nèi)碼解:（1）求8位編碼輸出M1M2M3M4M5M6M7M8所以，段落碼：M2M3M4=111第八十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所84實際量化誤差：所以，編碼器輸出

M1M2M3M4M5M6M7M8=11110011（2）求譯碼輸出得到段內(nèi)碼為：M5M6M7M8=0011

對數(shù)PCM與線性PCM變換第八十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所852.6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制ADPCM

大容量的長途通信，如衛(wèi)星通信，采用PCM方式的經(jīng)濟(jì)性能很難與模擬通信相比。

語音壓縮編碼技術(shù)：話路速率低于64kb/s的語音編碼方法。

主要的語音壓縮編碼方式1.差分編碼(DPCM)（32kbps）;2.子帶編碼(SCB)(16kbps)；3.變換域編碼(ATC)

4.參數(shù)或波形矢量編碼(VQ);

5.多脈沖激勵線性預(yù)測編碼（MPLPC）（8kbps）;6.碼激勵預(yù)測編碼(CELPC)（4.8kbps）。

第八十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所86DPCM:1)一種信源壓縮編碼方式；2)作用：降低傳輸速率，提高效率；3)依據(jù)：利用語音信號時間上的相關(guān)性，除去信號中的冗余量?；驹砘舅枷耄簩ⅰ霸捯粜盘枠又低A(yù)測樣值的差”作量化編碼。

第八十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所87積分器1.編碼器量化器預(yù)測器編碼定義：

：抽樣信號；：預(yù)測信號；：重建信號；：差分信號量化值；：差分信號；第八十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所882解碼器只與量化過程有關(guān)DPCM系統(tǒng)量化誤差

信號量化噪聲功率比

量化器預(yù)測器編碼積分器解碼預(yù)測器第八十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所893、量化與編碼

其原理和PCM一致，所不同的是，僅對誤差信號eqk編碼。

設(shè)誤差信號的量化電平數(shù)M=4,N=2，量化間隔為Δ，4個量化電平分別為

誤差信號的量化編碼過程為

eq(t)第八十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所90DPCM系統(tǒng)的優(yōu)缺點若保持量化誤差功率(量化間距)不變，DPCM編碼輸出相對于PCM所需的位數(shù)n可減少，傳輸信號所需的速率降低；在預(yù)測性能較好的情況下，每一采樣差值只需4bit，則可以大大壓縮比特率；若保持原來的編碼位數(shù)（即比特率相同），DPCM比PCM信噪比可改善14－17dB；與△M相比，由于DPCM增加了量化級、使量化誤差減小，因此在改善量化噪聲方面也優(yōu)于△M

。第九十頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所91DPCM減小比特率的實質(zhì)是由于信號相鄰樣值之間存在著明顯的相關(guān)性，預(yù)測編碼減少了冗余信息，則信號較易受到傳輸線路噪聲的干擾，其抗干擾能力必然下降；若發(fā)生誤碼時，DPCM中有可能產(chǎn)生幾個量階的變化，從而造成較大的輸出噪聲；而△M當(dāng)誤碼發(fā)生時，只產(chǎn)生一個量階的變化，因此在抑制信道噪聲方面DPCM不如△M

。第九十一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所92ADPCM系統(tǒng)教材42頁：利用輸入信號方差自適應(yīng)地調(diào)整量化間隔的大小，以更好地改善量化質(zhì)量。

自適應(yīng)預(yù)測器第九十二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所932.6.5增量調(diào)制△M當(dāng)S>>2B時，模擬信號相鄰樣值之間存在較強的相關(guān)性(即變化不會太大)，而僅用一位編碼表示抽樣時刻波形(相鄰樣值)的相對變化趨勢，從而實現(xiàn)編碼。特點：每次抽樣只輸出1bit反映輸入信號波形變換的編碼信號，簡單可靠；基本思想：用一階梯波逼近一個連續(xù)信號；主要應(yīng)用：軍用通信系統(tǒng)。定義：將信號瞬時值與前一個采樣時刻的量化值取差，然后只對這個差值的符號進(jìn)行編碼，不對差值的大小進(jìn)行編碼。第九十三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所94

△M可以看成PCM的一個特例，因為它們都是用二進(jìn)制代碼形式去表示模擬信號的方式。但是在PCM中，信號的代碼表示模擬信號的抽樣值，而且為了減少量化噪聲，一般都需要較長的代碼及較復(fù)雜的編譯碼器。

而△M是將模擬信號變換成僅由一位二進(jìn)制碼組成的數(shù)字信號序列，而且在接收端也只需要一個線性網(wǎng)絡(luò)，便可以恢復(fù)出原模擬信號。

因此，△M易于實現(xiàn)，而且其編譯碼設(shè)備通常比PCM的簡單；但傳輸質(zhì)量不高。第九十四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所95增量調(diào)制原理預(yù)測器是一個延遲Ts的延遲線。

量化器預(yù)測器編碼DPCM編碼器二電平量化器延遲TSM編碼器第九十五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所96稱為M的量階。采用積分器實現(xiàn)譯碼（簡單的RC積分器）。該系統(tǒng)實質(zhì)上是一個時間離散的負(fù)反饋跟蹤系統(tǒng)，每隔Ts間隔調(diào)整一次，使預(yù)測信號m'(t)的上升或下降始終跟蹤輸入信號m(t)的斜率，使差值信號eq(t)的方差最小。

1010111111100第九十六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所97增量調(diào)制中的量化噪聲

一般量化噪聲（顆粒噪聲）△M信號是按臺階來量化的，則模擬信號與階梯波形之間必定存在一定的誤差。大則量化噪聲大，小則量化噪聲小。過載量化噪聲量化間隔和抽樣間隔(Ts)是固定的，當(dāng)m(t)變化的斜率太大時，預(yù)測信號m‘(t)將跟蹤不上信號的變化，使差值信號eq(t)明顯增大。

第九十七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所98一個臺階的斜率，稱為譯碼器的最大跟蹤斜率。

不過載條件

111110101011第九十八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所99為適應(yīng)信號的大動態(tài)范圍、不發(fā)生過載現(xiàn)象，應(yīng)取大量階；為精確表示低電平信號，應(yīng)取小量階。但是，采用大的雖然可以減小過載噪聲，但卻增大了一般量化噪聲。所以，值應(yīng)當(dāng)適當(dāng)選取。

△M系統(tǒng)的抽樣頻率必須選得足夠高，既能減小過載噪聲，又能降低一般量化噪聲，從而使△M系統(tǒng)的量化噪聲減小到給定的容許數(shù)值。一般，△M系統(tǒng)中的抽樣頻率比PCM系統(tǒng)的抽樣頻率要高得多。（通常高2倍以上）△M系統(tǒng)中關(guān)于抽樣頻率的選擇！第九十九頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所100增量調(diào)制的特點：增量調(diào)制的編譯碼器比PCM簡單，由于采用1bit編碼方法，要想減小誤差，抽樣頻率要高一些，實驗表明，增量調(diào)制的抽樣頻率至少在16KHz以上才能使信噪比達(dá)到15dB以上，抽樣頻率為32KHz時，SNR約為26dB，只能滿足一般通信要求。增量調(diào)制的抗誤碼性能較好，能工作于誤比特率為信道中，而PCM要求誤比特率為。增量調(diào)制使語音高頻段的量化信噪比下降，因此處理信號高頻成分時效果不好。目前，增量調(diào)制廣泛用于軍事通信和衛(wèi)星通信中，有時也在高速大規(guī)模集成電路中的A/D轉(zhuǎn)換器使用。第一百頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所101基本概念2.6.6時分復(fù)用TDM1.時分復(fù)用（TDM）為每一路信號（連接）分配一個周期性重復(fù)的時隙，不同的時隙傳輸不同連接的信號。時隙：…

幀：….2.TDM，F(xiàn)DM與CDMA

TDM：各路的信號在時域上分離，在頻域上重疊；

FDM：各路的信號在頻域上分離，在時域上重疊；

CDM:各路的信號在頻域上、時域上均重疊。3.TDM的特點：電路形式單一，易于集成。系統(tǒng)對信號同步的要求較高。第一百零一頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所102第一百零二頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所103數(shù)字復(fù)接的基本原理

復(fù)接：把若干個低速的數(shù)字流復(fù)合成高速的數(shù)字流；分接：把高速的數(shù)字流分接成若干低速的數(shù)字流。定時復(fù)接碼速調(diào)整分接碼速調(diào)整定時同步合路信號12341234復(fù)接器分接器支路第一百零三頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所104數(shù)字復(fù)接的類別a.同步復(fù)接：各支路信號時鐘與合路信號時鐘是同步的；b.異步復(fù)接：各支路時鐘不同步，一般需要在復(fù)接器中加較大的緩沖器作碼速調(diào)整，常用于信道統(tǒng)計復(fù)用的場合；c.準(zhǔn)同步復(fù)接：各支路時鐘與復(fù)接器內(nèi)部支路時鐘標(biāo)稱值相同，允許有一定容差。第一百零四頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所105在通信網(wǎng)的數(shù)據(jù)傳輸中往往有多次復(fù)用，由若干鏈路的多路時分復(fù)用信號再次復(fù)用構(gòu)成高次復(fù)用信號，將多路信號復(fù)用為一路信號的過程稱為復(fù)接過程；若信號從高次群分解為低次群的過程稱為分接。在時分復(fù)用多路電話系統(tǒng)中，存在兩種復(fù)接系列，即準(zhǔn)同步數(shù)字系列（PDH）和同步數(shù)字系列（SDH）。PDH復(fù)接體系ITU規(guī)定了兩種PDH體系E體系（中國和歐洲），采用A律T體系（美國、日本、加拿大等少數(shù)國家第一百零五頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所106群數(shù)比特率（Mb/s）話路數(shù)E體系E1（一次群）2.04830E28.448120E334.368480E4139.2641920E5565.1487680T體系T11.54424T26.31296T3（日本）32.064480T3（北美）44.736672T4（日本）97.7281440T4（北美）274.1764032T5（日本）397.2005760T5（北美）560.1608064第一百零六頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所107以我國情況為例，每一個基本的話路符合ITU的規(guī)定，抽樣頻率為，每個抽樣值的編碼個數(shù)為8，每一路信號傳信率為，有時稱該值為0次群。高次群均由Ｅ1復(fù)接而成，Ｅ1（又叫一次群，基群）復(fù)用過程幀結(jié)構(gòu)安排如后圖所示。

一幀共有32個時隙，共30個時隙用來傳輸話音信號。

在偶幀中主要傳輸幀同步信號，幀同步信號為0011011，奇幀時傳輸輔助信號或備用；

傳輸信令信號，每一路信號需要4個比特，每一幀可以傳輸兩路信號的信令信號，30路語音信號共需15幀才能完成，因此，一個完整的復(fù)幀結(jié)構(gòu)為16幀，剩下的一幀中的主要傳輸復(fù)幀同步碼0000。第一百零七頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所108A律PCM基群（E1）幀結(jié)構(gòu)(PCM32/30)

F0F1F2F3F4F5F6F7F8F9F10F11F12F13F14F1516幀，2.0ms32路時隙，256bit，125sTS021…16181517…302931話路時隙CH1～CH15話路時隙CH16～CH29偶幀奇幀×1A11111×0011011幀同步時隙幀同步信號保留給國內(nèi)通信用話路時隙CH30488ns3.91s復(fù)幀幀abcdabcd00001A211abcdabcd信令時隙復(fù)幀同步信號備用比特CH1CH16CH15CH30F1的TS16F15的TS16F0的TS16在一個復(fù)幀內(nèi)，各話路的線路信令出現(xiàn)一次.PCM30/32系統(tǒng):

A律PCM基群幀結(jié)構(gòu)中每幀共有32個路時隙，其中30個路時隙用于30路電話信號。第一百零八頁，共一百一十七頁，編輯于2023年，星期日2009Copyright中國礦業(yè)大學(xué)通信研究所109說明:基群速率:32×64Kb/s=2.048Mb/s(E132/30)

二次群：8.448Mbps(>4×2.048Mb/s