SiGe差分放大器在幾百MHz驅動高速ADC-基礎電子

精品文檔-下載后可編輯SiGe差分放大器在幾百MHz驅動高速ADC-基礎電子在過去的幾年里，模數(shù)轉換器的性能取得了極大的進步。目前，12位、14位、甚至16位ADC的采樣速率都遠遠超過了100Msps。LTC6?00差分放大器專為以這樣一種方式來驅動這些高性能ADC輸入而設計，即：在采用一個3V或3.3V低電源電壓的情況下保持其卓越的低噪聲特性和高線性度性能。

IF采樣

除了采樣頻率有所提高之外，ADC的模擬輸入頻率范圍也得到了大幅度的擴展。過去，人們只能采用輸入頻率不超過二分之一采樣頻率的ADC，這樣的日子一去不復返了。您或許要問：HarryNyquist會不會因此感到忐忑不安？回答是：未必。一般情況下，把經過數(shù)字化處理的總信號帶寬限制為采樣頻率的1/2仍然不失為一個好主意。然而，并沒有人說必須把該帶寬范圍的起點置于DC。例如：當采用一個100MspsADC時，可以對那些被帶限于150MHz至200MHz之間的信號進行數(shù)字化處理。雖然總帶寬依舊為50MHz（即采樣頻率的一半），但工作時的輸入頻率卻高得多了。

在新式通信接收器系統(tǒng)中，上述的做法被稱為IF采樣或欠采樣。采用一個下變頻混頻器（比如：LT5557）將RF輸入信號向下混頻至一個IF頻率。該IF頻率被數(shù)字化，而且所有的后續(xù)處理均以數(shù)字方式來進行。為了使它在未來無線基站的高性能接收器系統(tǒng)中奏效，用于處理IF頻率的模擬信號通路必須具有高線性度和低噪聲。LTC6?00以一種電路板空間和功率利用率均很高的方式滿足了這一需求。

前所未有的性能

圖1示出了交調失真與輸入頻率的關系曲線（對于一個2VP-P輸出信號）。LTC6?00實現(xiàn)了-90dBc（在高達140MHz的頻率條件下）和-70dBc（在高達幾百MHz的頻率條件下）的失真度。過去，此類性能只能采用功率高得多的RF增益部件（它們通常甚至不是差分型的）來實現(xiàn)。圖2示出了等效OIP3（三階輸出截取點），它是一個用于表示輸出線性度（與信號電平無關）的RF品質因數(shù)。

圖1：LTC6?00可在高達幾百MHz的頻率條件下保持低交調失真，從而為實現(xiàn)高性能IF采樣應用創(chuàng)造了條件

圖2：LTC6?00等效輸出IP3超過50dBm（在高達100MHz的頻率條件下）和40dBm（在高達250MHz的頻率條件下）

除了失真之外，IFADC驅動器另一個重要的性能要求是低噪聲貢獻。LTC6?00基于一個輸入噪聲密度非常低（1nV/√Hz）的差分運算放大器。內部200Ω差分輸入電阻器不可避免地會增加一些屬于自己的噪聲，因而產生了2.1nV/√Hz的總參考輸入噪聲密度。

在RF方面，當在一個匹配的200Ω系統(tǒng)中進行終接時，這將轉化為一個僅6.1dB的噪聲系數(shù)。在一個接收器序列中，由于LTC6?00通常是位于ADC之前的，因此在它之前會有其他的增益部件。為了表示某個元件對整個接收器的實際輸入的噪聲貢獻，可將之除以位于其之前的增益。因此，LTC6?00的低噪聲系數(shù)（6.1dB）為實現(xiàn)具有非常低噪聲的接收器設計創(chuàng)造了條件。

考察噪聲的另一種方法是依據SNR（信噪比）。LTC6?00-20的輸出噪聲密度為21nV/√Hz（因為增益為10V/V）。如果輸入信號帶寬被限制為寬大的50MHz，則將總??生148μVRMS的累積噪聲。這實現(xiàn)了74dBSNR（相對于一個2VP-P全標度信號），與常用的14位ADC（比如：LTC2249）相兼容。

深入了解

LTC6?00差分放大器是采用一種先進的互補雙極型鍺化硅（SiGe）工藝制造的。由于鍺原子比硅原子大，因此，有選擇地把一些鍺添加至另一種硅工藝中將在材料的晶體結構內部誘發(fā)應力。這種應力實際上會產生有益的電特性，比如：載流子遷移率的提高和更加精準的基極寬度控制，從而允許實現(xiàn)速度更快的晶體管。

圖3：LTC6?00組合了一個非常高速的差分運算放大器和片內反饋電阻器

圖3示出了LTC6?00的方框圖。其部分是一個非常高速的差分運算放大器?？焖倬w管與流水線型電路拓撲結構的組合造就了一個增益帶寬乘積超過3GHz（相對于單位增益穩(wěn)定的傳遞函數(shù)）的運算放大器。而且，所有的反饋電阻器均被集成在器件之中。除了具有明顯的空間節(jié)省作用之外，反饋網絡的集成還在設計方面帶來了諸多的好處：

●運算放大器的直接輸入端上的敏感求和節(jié)點不容易受到難以預測的電路板布局變化的影響，這使得我們能夠細致地控制該節(jié)點上寄生電容的大小。否則，即使該節(jié)點上的寄生電容小至100fF（例如：因電路板印制線、封裝引腳或焊盤所致），也將在反饋網絡的環(huán)路增益中引發(fā)無用的極點。

●如果反饋電阻器位于芯片之外，則將在反饋環(huán)路中布設兩組焊線（位于運算放大器的輸出和輸入端）。片內電阻器免除了焊線或與運算放大器輸入相關聯(lián)的引線電感，而運算放大器輸出端上的引線電感則位于反饋環(huán)路以外。在3GHz以及更高的頻率條件下，即使是1nH的小電感也會產生顯著的阻抗和相移，這將使可實現(xiàn)的速度和性能再度受到限制。

●由于增益為固定值且大于1，因此可以在內部對運算放大器進行去補償，以在一個給定的閉環(huán)配置中實現(xiàn)盡可能大的開環(huán)增益。開環(huán)增益越大，反饋對非線性元件所能起到的抑制作用就越強。此外，這種補償方法還保持了很寬的-3dB帶寬（即使在增益很高的情況下），如圖4所示。

圖4：在內部對內置于LTC6?00-20中的運算放大器進行去補償，這樣，即使閉環(huán)增益為10V/V（20dB），閉環(huán)-3dB帶寬仍然達到了可觀的1.8GHz

應用實例

圖5示出了采用LTC6?00來驅動LTC2208（16位130MspsADC）的一個典型實例。在該場合中，輸入信號是單端的，并通過一個DC隔離電容器而被加至LTC6?00的+IN輸入。（稍做處理，也可對信號進行DC耦合，前提是DC電壓位于放大器的輸入共模范圍以內。）由圖3可以很容易地看出：LTC6?00-20的輸入阻抗為200Ω（差分）。66.5Ω的輸入電阻器將總輸入阻抗改變?yōu)?0Ω，旨在實現(xiàn)與一個50Ω源阻抗的匹配。或者，也可以采用一個1:4變壓器來使放大器與一個50Ω負載相匹配。在其他場合中，源阻抗可能已經為200Ω，因而無需額外的元件。布設于-IN輸入端上的29Ω電阻器負責提供一個用于內部運算放大器的平衡終端。

圖5：LTC6?00能夠利用極少的外部元件來驅動高性能ADC

LTC6?00和ADC采用同一個3.3V電源來供電，從而免除了增設另一個電源軌的需要。它也可以采用一個3V電源軌。其他的驅動器解決方案需要5V或更高的電源軌來驅動ADC至擁有高性能的全標度。

LTC2208系列ADC希望其輸入的擺動以一個1.25V的共模電壓為中心。LTC6?00使得該目標的實現(xiàn)變得很容易：只需把ADC的VCM引腳連接至LTC6?00的VOCM引腳即可，而放大器的內部共模反饋環(huán)路將確保輸出的擺動以施加至VOCM引腳的電壓值為中心。對于那些偏愛使用1.5V共模電壓的ADC，接口是相同的。

相關器件

LTC6?01-20是LTC6?00-20的一款低功率版本。在3V或3.3V電壓條件下，LTC6?01-20的電流消耗僅為45mA。這兩款放大器的引腳是兼容的，并且具有相同的低噪聲性能。在高達140MHz的頻率條件下，LTC6?01均保持了超卓的線性度，而功耗則僅為LTC6?00的一半。

結論

通過一種新型SiGe工藝與謹慎、創(chuàng)新型設計