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文檔簡介
精品文檔-下載后可編輯GHz無線局域網(wǎng)系統(tǒng)模擬(圖)-設計應用基于IEEE802.11a標準的5GHzWLAN系統(tǒng)能在低移動性無線條件下提供比以前的系統(tǒng)更快的數(shù)據(jù)傳輸率、更好的頻譜效率、改進的多徑性能和更低的干擾。為了在5GHzWLAN系統(tǒng)中支持高速率的數(shù)據(jù)傳輸,推薦采用多載波調制和正交頻分多址(OFDM)。OFDM的基本原理是把高速率的數(shù)據(jù)流拆分成一些同時在若干子載波上傳輸?shù)妮^低速率數(shù)據(jù)流,在并行子載波中用較低的數(shù)據(jù)率增加信號持續(xù)時間,從而降低多徑造成的相對色散時間量(延遲擴散)。由于可在相繼的OFDM信號間插入足夠長的保護間距,因而幾乎完全消除了信號間干擾(ISI)。為了在WLAN系統(tǒng)中使用OFDM,必須保持的頻率同步和信號同步。推薦的頻率同步方法是依據(jù)檢測和補償,對于發(fā)信機和收信機之間的載波頻率偏移可使用數(shù)據(jù)流中的前同步碼,還可用信道估計模型檢測和消除延遲擴散。為了讓用非線性元件設計的部件工作于多徑信道條件的WLAN系統(tǒng),必須使用適合的模擬軟件。本文使用的是AgilentEEsofEDA的AdvancedDesignSystem20225GHzWLAN設計庫。該設計庫包括測量差錯矢量幅度(EVM)、互補累計分布函數(shù)(CCDF)和輸出帶樣板的RF頻譜(ORFS),以測試和驗證各種關鍵元件,例如功率放大器(PA)。本文主要講述基本W(wǎng)LAN系統(tǒng),說明用于模擬關鍵系統(tǒng)元件的5GHzWLAN的功能特性。以WLAN功率放大器為例介紹模擬設置和結果。OFDM信號圖1是OFDM發(fā)信機和收信機的簡化框圖。輸入數(shù)據(jù)從串行轉換成并行,分配到子載波上,然后用BPSK、QPSK、16-QAM或64-QAM這些線性調制方法調制信號,所產生的OFDM信號作為調制子信號的IFFT。接收到的信號帶有相位旋轉,這是由于載波頻率偏移造成了信號幅度的減小。因此OFDM信號對載波頻率偏移要比簡單載波調制信號更敏感,頻率同步也就更為重要。在圖1中用于OFDM信號同步的同步功能塊包括頻率同步和時間同步。
突發(fā)格式在WLAN系統(tǒng)中,打包的突發(fā)信號被無序發(fā)送,因此必須建立包與包之間的同步。圖2示出基于IEEE802.11a的推薦包結構。從圖中可看到OFDM突發(fā)實際有4個截然不同的區(qū)域。第1個區(qū)域是短前同步碼(初的脈沖序列),跟著是長前同步碼(跟著的脈沖序列),是信號和數(shù)據(jù)信號,保護間隔插在各突發(fā)段之間。
頻率同步為估計頻率偏移,使用前面的2個短前同步碼,通過或然率算法計算發(fā)送信號和接收信號間的粗略載波頻率偏移。假定用于計算相位偏移的接收信號序列為:{XK+8M,XK+8M+1,Λ,XK+9MΛ,XK+10M-1}這里K是計算起始點,M是在相位偏移計算中具有第8和第9短前同步碼的短前同步碼數(shù)。相關性可表示為:
在計算了相關性R后,即可按下式確定相位偏移△θ?!鳓?arctan(R)然后用下述公式確定頻率偏移△f。
這里T是一個短前同步碼的持續(xù)時間(0.8μs)。為更估計載波頻率偏移,在粗略頻率偏移估計后用2個長前同步碼進行精細頻率偏移估計,然后DemuxBurst模型根據(jù)粗略和精細載波頻率偏移在收信機中檢測和消除載波頻率偏移。圖3用于配置WLAN功率放大器測試和驗證的仿真模板
圖4信號源的第2層結構
WLAN仿真模型設計庫提供數(shù)據(jù)和信號產生、信道編碼、調制、突發(fā)幀和接收,以及測量的模擬模型。WLAN模型的主要功能符合IEEE802.11a標準的系統(tǒng)要求。
仿真系統(tǒng)配置為方便用戶使用,采用了層次結構和仿真模板。下面以功率放大器為例介紹仿真WLAN系統(tǒng)。仿真的目的是測試和驗證所設計的功率放大器是否符合WLAN標準。圖3示出為仿真用于WLAN數(shù)據(jù)傳輸?shù)墓β史糯笃魉⒌姆抡婺0?。產生RFWLAN信號的信號源塊具有分層結構。用戶可從圖4中看到它更低層的結構。從圖4可看到第2層中有基帶源和RF調制器,可從基帶源進一步深入到圖5所示的第3層結構。這一層清楚地顯示了如何產生WLAN信號。為產生數(shù)據(jù)傳輸率為36Mb/s的WLAN信號,需遵循IEEE802.11a標準,特別是根據(jù)IEEEStd802.11a-1999附件G,按下列步驟產生WLAN信號。1.使用圖5中下面支路中的W1、W2和F1,產生前同步碼的短脈沖序列部分。2.使用圖5中第3個支路的W3、W5和F2,產生前同步碼的長前置序列部分。3.使用圖5中第2個支路B2、ConvCoder、交織器和BSK調制器的數(shù)據(jù)部分,產生SIGNAL字段比特、編碼、交織、調制和復用。4.使用圖5中第1個支路B1、數(shù)據(jù)、加擾器、L1、Tail、PuncCoder、交織器、16QAM和MuxSigandData,構成數(shù)據(jù)、加擾、卷積碼、內插、16QAM調制和復用。5.使用圖5中第1個支路的MuxSym、IFFTBuffer和F3,把信號和數(shù)據(jù)映射到頻域,然后把頻率轉換為時間。6.用MuxBurst模型構成OFDM突發(fā)的短前同步碼、長前同步碼、信號和數(shù)據(jù)。對基于IEEE802.11a的系統(tǒng),把發(fā)送信號矢量與無差錯調制信號矢量間的差定義為調制精度。矢量誤差的大小稱為矢量誤差幅度(EVM),這項測試的目的是驗證在特定突發(fā)部分所測RMSEVM將不超過標準的要求。圖6的第2層示出了EVM測量塊。用如下步驟估計EVM。1.從在圖6中使用W1(WLAN_BurstSync)檢測幀開始。2.從短序列跳轉到要檢測的信道估計序列,用圖6中的WLAN_BurtSync建立微調定時(具有一個樣本的分辨率)。3.用圖6中的WLAN_FreqSync模型估計頻率偏移。使用WLAN_DemuxBurst,按估計的頻率偏移反旋包。4.用圖6中的WLAN_PhaseEst和WLAN_ChannelEst估計各子載波的復數(shù)信道響應系數(shù)。5.用WLAN_MuxDataChEst、WLAN_PhaseTrack和WLAN_Equalizer,把各數(shù)據(jù)OFDM信號轉換為子載波接收值。估計導頻子載波的相位,按估計相位旋轉子載波值,然后用復數(shù)估計信道響應系數(shù)除各子載波值。6.確定各承載數(shù)據(jù)子載波的近星座圖點,計算其歐幾里得距離。用下面的公式計算包中所有差錯的RMS平均LP是包的長度;Nf是測量的幀數(shù);(I0(i,j,k),Q0(i,j,k))表示ith幀的理想信號點,jth是幀的OFDM信號,kth是復平面中OFDM信號的子載波;(I(i,j,k),Q(i,j,k))表示ith幀的觀察點,jth是幀的OFDM信號,kth是復平面中OFDM信號的子載波;P0是星座圖的平均功率。從上面的EVM計算過程可看出,EVM代表時間滯后的某些點處測量和預期載波幅度和相位的距離,它得到對時序、幅度、頻率、相位和DC偏移的補償。
對測試和驗證功率放大器的仿真為測試和驗證任何功率放大器設計,使用圖4所示的基本W(wǎng)LAN系統(tǒng)設計。假定用64QAM調制器編碼數(shù)據(jù),用BPSK編碼導頻信號,以及有10個短前同步碼和2個長前同步碼,WLAN信號幀如圖2所示。對于OFDM調制,帶有幀的WLAN信號路由是經過功率放大器發(fā)送到收信機。但在測試實際放大器之前,首先考慮功率放大器為線性的簡單情況。根據(jù)從模擬數(shù)據(jù)捕獲的系統(tǒng)輸出波形可以看出頻率同步模型對WLAN系統(tǒng)的正確工作是非常重要的。下一步將測試和驗證系統(tǒng)設計所選擇的實際WLAN功率放大器,判定它是否符合IEEE802.11a的要求。推薦采用MGA-82563,這是Agilent生產的經濟型低噪聲0.1~6GHzGaAs功率放大器。在本例中,采用2個級聯(lián)的MGA-82563元件構成功率放大器,以得到理想的驅動能力。通過電路級的仿真,得到如圖7所示的功率放大器輸出功率和輸入功率關系。功率放大器有2種建模方法。種是按電路模型,可使用電路包絡模擬進行功率放大器的RF/DSP協(xié)同仿真。本文不討論這種方法,而介紹可在系統(tǒng)級進行的模擬,即行為級時域RF_Gain模型。對于RF功率放大器來說,其復數(shù)輸入信號V1(t)可用載波頻率的同相部分和正交部分表示。輸出信號由下式給出。這里a表示由元件參數(shù)Gain所設置的元件增益。如果輸入是基帶定時信號,那么只使用該增益的實數(shù)部分。gcomp表示由元件壓縮參數(shù),例如GCType、TOIout、dBc1out、PSat、GCSat和Gcomp所確定的增益壓縮系數(shù)。在本例中將討論dBc1out。圖8描述了dBc1的非線性特性。根據(jù)圖7所示的非線性功率放大器特性,可參照圖8找到功率放大器的dBc1值,這樣就能規(guī)定RFGain參數(shù)。
系統(tǒng)性能EVM非常重要,因為它是調制精度的主要度量。802.11a列出了強制的6、12和24Mb/s速率。在生產環(huán)境中,需要在支持的速率下測量EVM。對所有調制解調器,該EVM值為15.8%。54Mb/s的調制解調器需要實現(xiàn)5.6%EVM。36M/s的調制解調器需要實現(xiàn)11.2%EVM。除了略有不同的功率統(tǒng)計外,還有幾種誤差引入機制會造成發(fā)信機在給出標稱星座圖的各種速率下,有明顯不同的測量EVM。本例中使用如圖9所示的EVM模板,其EVM測試結果列在圖10中。EVM值自動與IEEE802.11a標準要求的EVM比較,并示出重要的終結果。EVM值在規(guī)定的11.2%之內,這是IEEE802.11a對中心頻率為5180MHz的信道36的要求,說明這是滿意的EVM結果。但信道56和161的EVM值超出了要求,表明未能通過測試。帶模板的輸出RF頻譜(ORFS)測量顯示出對載波的頻率偏移和功率的關系,測量是由受調制影響的移動臺在規(guī)定的帶寬和時間中進行。測量結果提供有關由調制造成發(fā)信機信道能量分布的信息。如果RF頻譜不超過模板規(guī)定的極限,測試就通過,否則測試失敗。
在多徑衰落環(huán)境中的測試為在多徑信道條件中模擬WLAN系統(tǒng),使用如圖11的設置。物理信道條件按信道參數(shù)的調整而改變。這些參數(shù)包括UserDefChannel模型中的PathNumber,N,AmpArray和DelayArray,以及AntMobile模型中的Vx和Vy。本例是5.3GHz室內環(huán)境的信道模型。圖12示出5.3GHz室內環(huán)境中WLAN系統(tǒng)的EVM性能。根據(jù)IEEE802.11a標準要考慮4條路徑,規(guī)定Vx是包括多普勒頻率效應的5km/h低速。為顯示系統(tǒng)性能,提供帶有AWGN基準曲線的EVM-C/N圖。
結論OFDM的使用給WLAN系統(tǒng)帶來了高數(shù)據(jù)傳輸率,信號和頻率同步對OFDM是極為重要的。為設計實用的WLAN系統(tǒng)
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