現(xiàn)代電力電子在電力系統(tǒng)中的應用

現(xiàn)代電力電子在電力系統(tǒng)及

電能質(zhì)量控制中的應用

—功率因數(shù)校正、無功功率補償及有源濾波

概述無功功率和諧波的產(chǎn)生高功率因數(shù)電力電子裝置無功補償和有源濾波§1概述在現(xiàn)代工業(yè)和日常生活中，電力電子裝置得到了廣泛的應用。然而，電力電子裝置作為非線性負載越來越多地運行在電網(wǎng)中，產(chǎn)生大量的無功和諧波，對電網(wǎng)造成很大的“污染”。如相控整流電路工作時基波電流落后于電網(wǎng)電壓，消耗大量的無功，另外還產(chǎn)生很大的諧波電流；二極管整流電路的基波電流和電網(wǎng)電壓相位大致相同，基波功率因數(shù)接近1，但卻產(chǎn)生很大的諧波電流，§1概述電動機，變壓器，熒光燈等大部分工業(yè)生產(chǎn)和日常生活中的用電負載都是感性負載，消耗大量無功功率。另外由于這些器件本身具有很突出的非線性特性，從而他們同時還是公用電網(wǎng)的主要諧波源。無功功率（平均功率為零）的危害主要表現(xiàn)在增加設備容量、設備和線路線損的增加和壓降的增大；另外諧波對控制系統(tǒng)和通訊系統(tǒng)產(chǎn)生很大干擾。§1概述大量的諧波和無功功率，嚴重影響了電力電子技術的發(fā)展和應用。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數(shù)問題的基本手段有兩條：

第一，采用高功率因數(shù)電力電子裝置。無源=>有源，功率因數(shù)校正電路、PWM控制整流電路、雙PWM變頻器、矩陣式逆變器等都可以獲得很高的功率因數(shù)。第二種方法就是裝設補償裝置，以補償其諧波和無功功率。同步調(diào)相機=>TCR=>SVC=>SVG=>APF

§2無功功率和諧波的產(chǎn)生正弦電路的無功功率和功率因數(shù) 在正弦電路，線性負載的情況下，電路中的電壓和電流都是正弦的，電路的有功功率定義為：

電路的無功功率定義為：

定義有功功率和視在功率的比為功率因數(shù)PF： §2無功功率和諧波的產(chǎn)生非正弦電路的無功功率和功率因數(shù)視在功率和有功功率的意義沒有什么變化，而無功功率構(gòu)成較復雜。因此，可以定義為：功率因數(shù)定義為：其中：，即基波電流有效值和總電流有效值之比，稱為基波因數(shù) 稱為基波功率因數(shù)。THD＝稱為電流諧波總畸變率§2無功功率和諧波的產(chǎn)生諧波和無功功率的來源

感性負載 電動機，變壓器，熒光燈等大部分工業(yè)生產(chǎn)和日常生活中的用電負載都是感性負載，消耗大量無功功率。另外由于這些器件本身具有很突出的非線性特性，從而他們同時還是公用電網(wǎng)的主要諧波源。電力電子裝置 電力電子裝置的應用日益廣泛，使得電力電子裝置成為一類大的諧波源。在電力電子裝置中，整流裝置占的比例最大。常用的相控整流電路工作時基波電流落后于電網(wǎng)電壓，消耗大量的無功，另外還產(chǎn)生很大的諧波電流。二極管整流電路的基波電流相位和電網(wǎng)電壓相位大致相同，基波功率因數(shù)接近1，但卻產(chǎn)生很大的諧波電流，從而也消耗一定的無功。諧波和無功功率的危害

無功功率的危害：增加設備容量根據(jù)公式： 無功功率的增加，會導致在有功功率不變的情況下，視在功率的增加和電流增大，從而使得電氣設備容量和導線容量的增加，相應的起動及控制設備，測量設備的規(guī)格也要增加。設備和線路的損耗增加 無功功率的增加，使得總電流增大，因而使設備和線路的損耗增加，線路電阻為R,則線路損耗為： 其中：這部分損耗就是無功功率引起的。諧波和無功功率的危害無功功率的危害：使線路和設備的壓降增大 有功功率的的波動一般對電網(wǎng)電壓的影響較小,電網(wǎng)電壓的波動主要是由無功功率的波動引起的.無功功率的增加，使得線路的總電流增大，線路的(傳輸)壓降也將隨之增大，嚴重影響電網(wǎng)的供電質(zhì)量，變化快時甚至可能導致電網(wǎng)崩潰。諧波和無功功率的危害諧波危害諧波使公用電網(wǎng)的元件產(chǎn)生了附加的諧波損耗，降低了發(fā)電、輸電及用電設備的效率，大量的3次諧波流過中性線時會使線路過熱甚至發(fā)生火災。諧波影響各種電氣設備的正常工作。比如諧波不僅使電機產(chǎn)生附加損耗，還使電機產(chǎn)生機械振動、噪聲和過電壓，使變壓器、電容器等設備過熱、絕緣老化等危害。諧波引起公用電網(wǎng)中局部的并聯(lián)諧振和串聯(lián)諧振，從而使諧波放大，加重諧波的危害。導致繼電保護和自動裝置的誤動作，使電氣測量儀表計量不準確。諧波對控制系統(tǒng)和通訊系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，使通訊質(zhì)量下降或根本無法正常工作。諧波和無功功率的消除和補償

由于產(chǎn)生大量的諧波和無功功率，嚴重影響了電力電子技術的發(fā)展與應用，因此，消除諧波污染并提高功率因數(shù)，已成為現(xiàn)代電力電子技術中的一個重大課題（解鈴還得系鈴人）。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數(shù)問題的基本手段有兩條：對電力電子裝置本身進行改進，使其不產(chǎn)生諧波，且具有較高的功率因數(shù)，單位功率因數(shù)變流器的功率因數(shù)甚至可以控制為1。裝設補償裝置，以補償其諧波和無功功率，各種類型的電力電子諧波源都可以用這個辦法補償?！?高功率因數(shù)電力電子裝置3.1功率因數(shù)校正電路(PowerFactorCorrection——PFC)功率因數(shù)校正電路從不同的角度考慮分類方法不同，從校正使用的元器件角度考慮，PFC技術主要分為無源PFC技術和有源PFC技術兩大類。無源功率因數(shù)校正利用電感電容組成濾波器，將輸入電流進行相移及整形，下圖所示為一個最基本的無源功率因數(shù)校正電路，電感和電容組成一個無源濾波器，起到了一定的功率因數(shù)校正的作用。圖7.3最基本的無源PFC電路§3高功率因數(shù)電力電子裝置3.1功率因數(shù)校正電路(PowerFactorCorrection——PFC)另一種無源PFC技術就是利用電容二極管網(wǎng)絡構(gòu)成的填谷(ValleyFill)方式PFC整流電路。當輸入電壓高于電容C1和C2上的電壓和時，外輸入電壓將對兩個電容進行充電；當輸入電壓低于電容C1和C2上的電壓時，兩個電容則會進入并聯(lián)放電狀態(tài)。在電路的拓撲結(jié)構(gòu)上，由于電容和二極管網(wǎng)絡的串并聯(lián)特性，這種結(jié)構(gòu)增大了二極管的導通角，也就使輸入電流的波形得到改善。圖7.4ValleyFill方式PFC整流電路§3高功率因數(shù)電力電子裝置3.1功率因數(shù)校正電路(PowerFactorCorrection——PFC)有源功率因數(shù)校正（APFC）利用開關器件、電感及控制電路構(gòu)成，PF可達0.99。從相數(shù)來看，有單相PFC和三相PFC。都是通過電流跟蹤電壓變化，提高功率因數(shù)，減小諧波損耗。單相PFC技術已經(jīng)比較成熟，三相PFC技術復雜，成本較高，現(xiàn)基本還處于研究推廣階段。從開關轉(zhuǎn)換技術來看，APFC又分為硬開關PFC技術和軟開關PFC技術兩大類。目前，硬開關PFC技術在小功率場合的應用已經(jīng)比較成熟，軟開關PFC技術處在逐步應用和研究當中。§3高功率因數(shù)電力電子裝置3.2單相有源功率因數(shù)校正（APFC）技術

1有源功率因數(shù)校正的工作原理

有源功率因數(shù)校正（APFC）是抑制諧波電流、提高功率因數(shù)的有效方法，APFC主要用于DC／DC開關變換器。目前使用最廣泛的是Boost型APFC？按PFC電路輸入電流檢測和控制方式，APFC電路又可分成：（1）CCM型：電感L電流連續(xù)。（2）DCM型：電感L電流不連續(xù)。本節(jié)以Boost型APFC為例說明功率因數(shù)校正電路的基本工作原理?！?高功率因數(shù)電力電子裝置平均電流控制的CCM型BOOST功率因數(shù)校正電路基本形式如圖所示。圖中上半部主電路就是典型的BOOST升壓電路，其中L為升壓電感（或儲能電感），K為高頻開關管，D為升壓整流二極管，C為濾波電容。當開關管K導通時，電源給電感L儲存能量，當K關斷時電感L中的電勢和電源電壓經(jīng)升壓二極管D整流，同時給負載提供能量。因此，該電路是一個升壓電路，改變開關管的開關頻率或占空比可以改變輸出電壓。

LDVEVREFVIN|sinωt|/K電壓調(diào)節(jié)電流環(huán)乘法器脈沖形成及驅(qū)動絕對值放大電路VIN圖7.5BOOST功率因數(shù)校正電路示意圖IINKC§3高功率因數(shù)電力電子裝置圖中所示的下半部分是控制電路?？刂齐娐返淖饔檬沟孟到y(tǒng)交流側(cè)的功率因數(shù)得以改善。功率因數(shù)校正的基本工作原理為：輸出電壓經(jīng)分壓后與參考電壓VREF比較，再經(jīng)電壓環(huán)調(diào)節(jié)器處理后得到VE，它與輸入電壓的衰減值Vin│sinωt│/K相乘得電流參考值，與輸入電流檢測值比較后經(jīng)電流環(huán)調(diào)節(jié)器輸出，進入PWM發(fā)生器產(chǎn)生主開關通斷控制信號。LDVEVREFVIN|sinωt|/K電壓調(diào)節(jié)電流環(huán)乘法器脈沖形成及驅(qū)動絕對值放大電路VIN圖7.5BOOST功率因數(shù)校正電路示意圖IINKC§3高功率因數(shù)電力電子裝置因為控制信號是按占空比周期性變化的信號，所以得到的輸入電流波形可跟隨輸入電壓整流后的波形。開關頻率遠大于輸入電壓頻率時，輸入電流波形為與輸入電壓同相的正弦波形，功率因數(shù)接近于1。簡單地說，控制電路使高頻開關K在整個交流輸入電壓期間不斷通斷，這樣在整個交流輸入電壓期間都有電流流過，輸入電流不再是一個尖峰電流，因此系統(tǒng)的功率因數(shù)大大提高。

電感電流交流電壓圖7.7電感電流與輸入電壓同相（功率因數(shù)接近1）§3高功率因數(shù)電力電子裝置3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法

1常用的三種控制方法

常用的控制AC-DC開關控制器實現(xiàn)APFC的方法基本上有三種，即電流峰值控制，電流滯環(huán)控制，以及平均電流控制。本節(jié)以Boost功率因數(shù)校正器的控制為例，說明這三種方法的基本原理，假設工作模式為CCM。3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法2電流峰值控制法電流基準為雙半波正弦電壓，反饋為開關管電流。令電感電流的峰值包絡線跟蹤輸入電壓Vdc的波形。使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。電壓環(huán)由分壓器I/H，電壓誤差放大（補償）器VA，通過乘法器，電流比較器及驅(qū)動器(圖中未畫出)等組成。因此，在保持輸入端功率因數(shù)接近1的同時，能保持輸出電壓穩(wěn)定。

電流峰值法控制的Boost功率因數(shù)較正器電路原理圖以及電感電流波形圖

3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法2電流峰值控制法用峰值法控制時，最主要的問題是：電感電流的峰值ip（它是控制的基準）與高頻狀態(tài)平均值之間的誤差，在一定條件下相當大，以致無法滿足使THD很小的條件。此外，峰值對噪聲相當敏感。開關管的電流？

電流峰值法控制的Boost功率因數(shù)較正器電路原理圖以及電感電流波形圖

3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法

3

電流滯環(huán)控制法電流滯環(huán)法控制與峰值法控制的差別只是：前者檢測的電流是電感電流；并且控制電路中多了一個滯環(huán)邏輯控制器。邏輯控制器的特征，和繼電器特征一樣，有一個電流滯環(huán)帶（hysterisisband）。

滯環(huán)法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖以及電感電流波形圖

3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法

3

電流滯環(huán)控制法電流滯環(huán)控制法的主要缺點是：負載大小對開關頻率影響甚大，由于開關頻率變化幅度大，設計輸出濾波器時，要按最低開關頻率考慮。因此，不可能得到體積和重量最小的設計。滯環(huán)法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖以及電感電流波形圖

3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法

4

平均電流控制法平均電流控制的特點是：輸入電流信號被直接檢測，與基準電流比較后，其高頻分量（例如100kHz）的變化，通過電流誤差放大器，被平均化處理；工頻電流的峰值是高頻電流的平均值，因而高頻電流的峰值比工頻電流的峰值更高。但電感電流峰值與平均值之間的誤差小，因此THD很小；原則上可以適合任意拓撲，任意支路的電流；如：除了可檢測Boost變換器的輸入電流外，也可以檢測buck，flyback變換器的輸入電流，或Boost，F(xiàn)lyback變換器的輸出電流等。并且兩種工作模式CCM和DCM都可以用。平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖以及電感電流波形圖

§3高功率因數(shù)電力電子裝置3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法

1常用的三種控制方法比較

這三種方法的基本特點如下表?？刂品椒z測電流開關頻率工作模式對噪聲適用拓撲注電流峰值開關電流恒定CCM敏感Boost需斜率補償電流滯環(huán)電感電流變頻CCM敏感Boost需邏輯控制平均電流電感電流恒定任意不敏感任意需電流誤差放大3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法

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PFC集成控制電路

現(xiàn)在的PFC的控制電路已集成化。單相有源功率因數(shù)校正技術發(fā)展很快，Unitrode，Motorola等公司相繼推出了各種有源功率因數(shù)校正芯片，如UC3852、UC3854、UC3855、MC34261等。目前，這一技術在中小功率開關電源、不間斷電源（UPS）、電子整流器等方面有著廣泛的應用前景。另外，把多電平變換技術以及軟開關技術應用于APFC電路是目前研究的一個熱點。UC3853LVDV應用UC3853的APFC電路圖3.2.2有源功率因數(shù)校正的控制方法5

PFC集成控制電路

DCM方法又稱電壓跟蹤技術，沒有電流調(diào)節(jié)環(huán)，輸入電流自動跟蹤電源電壓；功率管實現(xiàn)零電流開通，且不承受二極管反向恢復電流；具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，但存在以下缺點：（1）功率因數(shù)與輸入電壓Ui和輸出電壓Uo的比Ui／Uo有關。當Ui

變化時，功率因數(shù)也將發(fā)生變化。同時輸入電流波形隨Ui／Uo的變化而變化。（2）開關峰值電流大（同樣條件下，DCM中通過開關器件的峰值電流是CCM的兩倍），開關損耗增加。在大功率電路中，常采用CCM方式。電感電流交流電壓平均電流應用UC3853的電感電流斷續(xù)導通示意圖

3.3三相有源功率因數(shù)校正（APFC）技術1引言

根據(jù)電路的輸入電壓的不同，功率因數(shù)校正電路主要分單相和三相兩大類。單相功率因數(shù)校正電路目前在拓撲和控制方面已相當成熟。在中高功率等級的功率因數(shù)校正電路中，三相電路應用極為廣泛，是近年來的研究熱點，但工作機理比較復雜。三相功率因數(shù)校正電路（PFC）與單相PFC相比，具有許多優(yōu)點：輸入功率高；不存在單相輸入(有中線)電路具有的因中線3次諧波電流過大而燒毀中線的危險；主電路由三相三線制供電(無中線)，無中線電流，無3次諧波及3的倍數(shù)次的零序諧波電流，故不存在這些諧波電流所產(chǎn)生的波形畸變和干擾。

§3高功率因數(shù)電力電子裝置3.3三相有源功率因數(shù)校正（APFC）技術

從校正使用的元器件角度考慮，三相功率因數(shù)校正電路有兩種方案：三相無源PFC方案和采用高頻開關的有源三相PFC方案。

前者常用的是具有適量濾波電感的三相橋式整流電路，電路簡單、可靠和效率高，功率因數(shù)能達到0.92，但仍不能滿足目前越來越高的要求。后者又分為兩級和單級控制方式，兩級控制方式通過兩個電力電子電路串級運行，在DC-DC開關變換器前加一級前置功率因數(shù)校正器，由功率因數(shù)校正器控制輸入電流波形，并提供一個初步變換的輸出電壓，用第二級DC－DC變換器作負載調(diào)整?！?高功率因數(shù)電力電子裝置3.3三相有源功率因數(shù)校正（APFC）技術2三相單管PFC拓撲

用單管實現(xiàn)三相交流電源的功率因數(shù)校正，主電路簡潔，控制電路簡單,可輸出穩(wěn)定的直流電壓，可減小后級DC-DC變換器的變壓器電壓余量，提高后級的效率,尤其適用于較小功率應用,具有很大的市場前景。但技術尚未完全成熟，是當前的研究重點。

三相單管PFC按輸入類型可分3種型式。（1）電感輸入型三相PFC如圖所示三相Boost升壓型功率因數(shù)校正電路，是單相Boost功率因數(shù)校正電路在三相的延伸。將單相Boost功率因數(shù)校正電路的直流電感L從整流橋直流側(cè)移到交流側(cè)各相，變?yōu)榻涣麟姼小?/p>

電感輸入型三相PFC3.3三相有源功率因數(shù)校正（APFC）技術（1）電感輸入型三相PFC

當開關閉合時，直流側(cè)整流橋被短路，三相電感均處于儲能狀態(tài)，各相電流絕對值增大，其增大斜率與當時交流相電壓瞬時值的絕對值成正比。當開關斷開時，二極管導通，各相電感中儲存的能量連同交流電源一同向直流側(cè)負載供電，各相的電流絕對值減小。其減小的斜率和直流電壓的大小、各相電壓瞬時值以及整流橋的導通路徑有關。

S導通期間的等效電路圖

3.3三相有源功率因數(shù)校正（APFC）技術（1）電感輸入型三相PFC

電路工作在DCM下，Boost二極管不存在反向恢復問題，反向恢復損耗小，系統(tǒng)成本較低；但要控制三相電流均為正弦波且和電壓同相位比較困難，難以兼顧三相電流。三相單開關PFC整流電路固有問題的根本原因是三相電壓之間的耦合。為了達到最好的功率因數(shù)校正效果，必須對三相電壓解耦。因此對這一點路的研究主要集中在如何在電感電流斷續(xù)模式下減小諧波電流，提高功率因數(shù)。

三相電感電流波形圖

3.3三相有源功率因數(shù)校正（APFC）技術（1）電感輸入型三相PFC該電路的另一個問題是引入低次諧波，其中5次和7次諧波都超過了IEC標準。一個改進的辦法是在主管的控制中注入六次諧波。這樣做的效果是使5次諧波減小，7次諧波增大，但兩者在10kW以下均滿足IEC標準。此外，為了減小開關損耗，提高開關頻率進而減小輸入濾波器，減小EMI等，還可以采用三相單開關PFC電路軟開關技術，即三相單開關ZCTBoost型PFC。

三相單開關PFCZCT軟開關電路

2三相單管PFC拓撲（2）電容輸入型三相PFC

電容輸入型三相PFC可認為是電感輸入型PFC的對偶電路，它可以減小輸出電壓，適用于輸出電壓低于輸入電壓的場合。與電感輸入型三相PFC不同之處在于，輸入功率因數(shù)和THD依賴于輸出電流。輸出電流越大，THD越小，功率因數(shù)越高。缺點：輸入電流諧波取決于負載，負載電流越小，功率因數(shù)越低，THD越大；對電容C要求較高，體積、價格代價太大。電容輸入型PFC中開關工作在高電壓、大電流方式，工作條件差。電容輸入型三相PFC2三相單管PFC拓撲

（3）Buck-Boost輸入型三相PFC可以認為是反激式單相PFC在三相中的延伸。當開關開通時，電感電流線性上升，峰值和平均值正比于相電壓；開關關斷，電感電能通過變壓器副邊向負載釋放，輸入平均電流為正弦，功率因數(shù)為1，儲能電容電壓低于boost型PFC，適合應用在小功率范圍。3單相PFC電路組合方式（1）輸出端直接并聯(lián)：三個單相PFC直接并聯(lián)輸出，PFC采用CCM的控制方式，并使用軟開關技術。優(yōu)點是輸出電容由三個單相變換器共享，在平衡狀態(tài)，其上的低頻紋波很小，因此可以采用快速的電壓調(diào)節(jié)方式，而不會引起輸入電流的畸變，動態(tài)性能較好。但三相之間存在耦合問題，致使各相模塊的輸入輸出電流不相同。3單相PFC電路組合方式

（2）輸出經(jīng)變壓器隔離后并聯(lián)：變壓器隔離的并聯(lián)方式，則不存在這種耦合問題。近期有關于輸出經(jīng)變壓器隔離連接的研究認為：試驗功率等級不大；如果向較大功率級發(fā)展，則變壓器的投資比較昂貴；整體說來，目前采用單相PFC電路組合這種方法實現(xiàn)三相PFC的比較少，主要是向負載供電時的耦合問題難以解決，如果能解決好各相間的耦合干擾問題，則在工業(yè)應用中有比較大的吸引力。4多開關三相PFC拓撲

包括三開關管和六開關管兩種。如圖所示為三相三開關PFC電路。開關S1,S2,S3是雙向開關。由于電路的對稱性，電容中點電位Vn與電網(wǎng)中點的電位近似相同，因而通過雙向開關Sl,S2,S3可分別控制對應相上的電流。工作原理：開關合上時對應相上的電流幅值增大，開關斷開時對應橋臂上的二極管導通(電流為正時，上臂二極管導通；電流為負時，下臂二極管導通)，在輸出電壓的作用下Boost電感上的電流減小，從而實現(xiàn)對電流的控制。該電路可分解為三個Boost電路，三相完全解耦。三相三開關PFC電路4多開關三相PFC拓撲

該電路工作于低頻下顯著特點是:無需快速器件，成本低；不需要中線，無三次諧波；滿載時功率因數(shù)很高；開關應力小，關斷壓降低;但輕載時特性較差，所以特別適合于對設備體積要求不高、負載變化不大的場合。如果上面電路中的雙向開關用一只全控器件與四只整流二極管組成的整流橋相聯(lián)接構(gòu)成的雙向開關來代替，如下圖所示，就形成了J.W.Kolar等提出的Vienna電路.用一個全控器件和四個整流二極管組成的開關單元4多開關三相PFC拓撲

Vienna電路的優(yōu)點:結(jié)構(gòu)簡單，每相僅需一個功率開關;由于該電路具有三電平特性，減小了諧波，濾波負擔輕;不需要中線，無三次諧波；滿載時功率因數(shù)很高；開關率力小，關斷壓降低，開關損耗低；具有高的功率體積比或高功率重量比；與六開關全橋PFC整流電路相比開關管利用率高，高的運行可靠性，不存在開關直通問題。

缺點是:功率不能雙向流動；每個橋臂要使用六只二極管，其中有兩只為快速恢復二極管，二極管數(shù)目多。六開關管輸入級采用三相橋式PFC方案，在6個橋臂上都有大功率高頻開關器件（如MOSFET、IGBT等）。優(yōu)點是控制靈活，交流輸入側(cè)功率因數(shù)高，滿載可達0.99。缺點：高頻開關器件多，控制電路復雜，后面詳細講。目前，對三相PFC的研究主要集中在以下幾個方面：（1）新穎的三相PFC電路拓撲結(jié)構(gòu)的研究；（2）軟開關技術在三相PFC電路中的應用；（3）單管方式中各種新電路拓撲以及軟開關技術的研究。（4）三電平、交錯并聯(lián)等技術以減小輸入諧波和EMI濾波器的研究；由于三相PFC技術仍處于不成熟階段，許多公司和實驗室投入了大量的物力和人力，力圖從電路結(jié)構(gòu)和控制技術上取得新突破，以便找到一種成本低廉、結(jié)構(gòu)簡單、控制方便、具有軟開關性能、響應速度快、輸出電壓動態(tài)范圍寬的新型三相功率因數(shù)校正電路。3.4 PWM控制整流電路1引言

目前，大量AC-DC整流電源應用到工業(yè)領域當中去。在AC-DC-AC電壓型變頻器的變頻調(diào)速系統(tǒng)中，傳統(tǒng)的整流方式通常采用不控整流或相控整流方式，并假定中間的直流電壓是固定不變的，逆變側(cè)使用脈寬調(diào)制技術產(chǎn)生變頻、變幅的輸出交流電壓，控制交流電機。近年來，隨著IGBT、IGCT等全控器件的不斷進步，PWM技術已十分成熟。把逆變電路的SPWM技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路。通過控制整流橋臂上各開關管的導通和關斷，使電路的輸入電流近似為正弦，并且使其與輸入電壓同相位，具有功率因數(shù)高，輸出電壓紋波小，動態(tài)響應好等優(yōu)點，這種整流電路可以稱為單位功率因數(shù)變流器?！?高功率因數(shù)電力電子裝置3.4PWM控制整流電路2 PWM整流器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理

PWM整流器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)根據(jù)輸出特性可劃分為電壓型與電流型兩種；根據(jù)電源相數(shù)可劃分為單相半橋（？）、單相全橋和三相全橋三種；此外，還有三電平三相PWM整流電路等。這類電路的特點是可以實現(xiàn)能量的雙向流動。

（1）單相全橋電壓型PWM整流器

通過控制整流器交流側(cè)基波電壓的幅值和相位即可控制整流器功率流向和功率因數(shù)角。這說明PWM整流電路在單位功率因數(shù)下既可以運行在整流狀態(tài)，也可以運行在逆變（再生）狀態(tài)，使能量回饋電網(wǎng)。（1）單相全橋電壓型PWM整流器

iN

UNαUANURULαINUNURUANUL整流器單位功率因數(shù)向量圖整流運行逆變運行3.4PWM控制整流電路2 PWM整流器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理（2）三相全橋電壓型PWM整流器

三相ＰＷＭ整流電路主要結(jié)構(gòu)如圖所示。同單相橋式一樣，通過對開關K1，K2，K3，K4，K5，K6進行控制，在ＰＷＭ整流電路的交流輸入端Ａ、Ｂ、Ｃ之間產(chǎn)生一個正弦波調(diào)制三相ＰＷＭ電壓電路工作在整流狀態(tài)，且輸入功率因數(shù)可為1。3.4PWM控制整流電路2 PWM整流器的主電路拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理（3）三電平PWM整流器

三電平PWM整流器的工作原理本質(zhì)在于通過k1j～k4j(j=a，b，c)的優(yōu)化，使得交流AC側(cè)線電流正弦化，功率因數(shù)接近于1。同時保證直流側(cè)輸出電壓Vdc保持平衡，并且系統(tǒng)能工作在再生狀態(tài)將能量從直流側(cè)反饋到電網(wǎng)中去。3.4PWM控制整流電路3電壓型PWM整流器的通用數(shù)學模型

為了便于分析整流器，畫出整流器等值電路如圖所示。當EL<Ud時，整流器工作在整流狀態(tài)，當EL>Ud時，整流器工作在再生狀態(tài)。由上圖可得PWM整流器的通用數(shù)學模型3.4PWM控制整流電路3電壓型PWM整流器的通用數(shù)學模型

在公式中，沒有對開關函數(shù)di進行任何限制，所以該數(shù)學模型是一般形式，可以普遍的用于各種PWM開關方案，如果開關函數(shù)di被明確定義，就可以在任何時刻從上述方程求出一個確切的解.E=(VE1VE2VE3EL)TX=(I1I2I3Ud)T3.4PWM控制整流電路4

PWM整流電路的控制方法

控制技術是PWM整流器發(fā)展的關鍵，根據(jù)是否直接選取瞬態(tài)電流作為反饋和被控制量，PWM整流器的控制分為直接電流控制和間接電流控制兩種。引入交流電流反饋的稱為直接電流控制；沒有引入交流電流反饋的稱為間接電流控制。這些控制方案均可實現(xiàn)控制功率因數(shù)和輸入電流波形的穩(wěn)態(tài)作用，但他們的實現(xiàn)方法不同，動態(tài)響應不同，PWM模式不同，同時也就含有不同的諧波分量。（1）直接電流控制

直接電流控制是一種通過對交流電流的直接控制而使其跟蹤給定電流信號的控制方法。其控制方式主要有滯環(huán)電流控制(HCC)、預測電流直接控制(PICC)及非線性載波控制(NLC)等方式。

a、滯環(huán)電流控制

b、預測電流直接控制（根據(jù)負載情況）c、非線性載波控制（不檢測輸入電壓）3.4PWM控制整流電路4

PWM整流電路的控制方法

（2）間接電流控制間接電流控制也稱相位幅值控制，是一種基于工頻穩(wěn)態(tài)的控制方法。它通過控制整流橋交流輸入端的電壓，使得交流側(cè)輸入電流與電壓同相位，從而使功率因數(shù)為1，其控制方式常用的有移相SPWM控制、電壓空間矢量調(diào)制方式等。a、SPWM控制（三角波比較）b、電壓空間矢量PWM方式c、單周期控制（one-cycle）

3.5雙PWM變頻器1引言在變頻調(diào)速領域,采用單PWM技術的普通變頻器,其整流部分大多都采用不可控整流方式,但這種單PWM變頻器存在功率因數(shù)低、網(wǎng)側(cè)諧波污染嚴重、無法實現(xiàn)能量的再生利用等缺點,對于要求不太高的場合,可以通過功率因數(shù)補償器或增加其它外圍設備來提高功率因數(shù)、減小諧波、使能量能夠再生利用。隨著電力電子技術和微機控制技術的飛速發(fā)展,PWM整流技術的應用越來越廣泛。

§3高功率因數(shù)電力電子裝置3.5雙PWM變頻器2工作原理在交－直－交變頻調(diào)速系統(tǒng)中，整流器和逆變器均采用PWM技術，稱為雙PWM變頻調(diào)速。圖為三相電壓型雙PWM變頻器主電路。主電路由進線電抗器、整流器、中間儲能電容器、逆變器和電機組成。

兩種工作模式：(1)能量由三相交流電網(wǎng)流向電動機負載(2)電動機再生能量饋入三相交流電網(wǎng)

雙PWM變頻器可實現(xiàn)1）再生能量向電網(wǎng)回饋，可實現(xiàn)功率雙向流動；2)采用PWM整流技術，它直接對整流橋上各電力電子器件進行正弦PWM控制，使得輸入電流接近正弦波，其相位與電源相電壓相位相同。使功率因數(shù)接近1，減少對電網(wǎng)的公害；3）雙PWM具有輸入電壓、電流頻率固定，波形均為正弦，功率因數(shù)接近1，輸出電壓、電流頻率可變，電流波形也為正弦的特點。雙PWM變頻器在需要頻繁可逆、快速制動的場合，如電力牽引，軋鋼、電梯等領域得到了很好的應用。缺點：由于開關元件的增多，而使得成本提高、控制復雜；因有大電容（或大電感）而使得體積大、成本高。

3.5雙PWM變頻器

雙PWM變頻器拓撲結(jié)構(gòu)簡化圖3.6矩陣式逆變器隨著電力電子技術的迅速發(fā)展，交直交變頻裝置在傳動系統(tǒng)中已經(jīng)得到了廣泛的應用，其調(diào)速性能優(yōu)異，節(jié)能效果顯著。但是由于采用了開關功率器件，交直交變頻裝置也存在一些固有的缺陷，如：開關功率元件數(shù)量過多、輸出頻率低、功率因數(shù)低等。因此研究高效率、高功率密度、高功率因數(shù)、大容量、而且成本較低的電能變換技術已成為當前的發(fā)展趨勢。除雙PWM變頻裝置之外，矩陣式變換器技術也是一種有效而可行的解決方案。

§3高功率因數(shù)電力電子裝置矩陣式逆變器是一種直接變頻電路，即不通過中間的直流環(huán)節(jié)，直接將一種頻率的交流電變成另一種頻率的交流電，其主電路拓撲結(jié)構(gòu)如下圖所示。所用的開關器件是全控型的，要求具有雙向?qū)ê碗p向阻斷功能。3.6矩陣式逆變器

矩陣變換器的發(fā)展歷程

1976年L.Gyugi和B.Pelly提出矩陣變換器和雙向開關的概念；1980年M.Venturini和A.Alesina提出用晶體管構(gòu)成雙向開關的方案并實現(xiàn)矩陣變換器樣機，同時提出一種矩陣變換器的調(diào)制算法-直接傳遞函數(shù)法；1983年J.Rodriguez提出“虛擬直流環(huán)節(jié)”概念和“間接傳遞函數(shù)”調(diào)制方法；1989年至1995年L.Huber和D.Borojevic發(fā)表了一系列矩陣變換器的研究結(jié)果，將間接傳遞函數(shù)法和空間矢量調(diào)制的概念用于矩陣變換器的控制，取得了令人滿意的效果；矩陣變換器的發(fā)展歷程

1992年C.L.Neft和C.D.Schauder驗證了矩陣變換器可以用于異步電機的矢量控制，并可以得到較高質(zhì)量的輸入輸出電流波形；1996年和1998年，T.Matsuo等人對采用矢量控制方法的矩陣變換器-異步電機系統(tǒng)進行了仿真分析，得到了一系列有價值的結(jié)果；1998年，D.Casadei等人首次將直接轉(zhuǎn)矩控制法應用于對矩陣變換器的控制并取得了成功；2001年和2002年，C.Klumpper和P.W.Wheeler分別在各自的矩陣變換器樣機上實現(xiàn)了對異步電機的矢量控制； 矩陣式逆變器由9個開關組成3X3矩陣，其中每個開關都是雙向可控開關。為保證輸入電源不短路，輸出不斷路，任一時刻一行元器件有且只有一個器件導通。下圖所示為兩種雙向可控開關單元的實現(xiàn)。

矩陣式逆變器的優(yōu)點是：中間無儲能環(huán)節(jié)，輸入電流可控制為正弦波，且 和電壓同相，功率因數(shù)為1，也可控制為需要的其它功率因數(shù)；輸 出電壓也為正弦波，頻率不受電網(wǎng)頻率限制；能量可雙向流動。缺點是：所需開關器件需雙向全控器件；控制較復雜。3.6矩陣式逆變器換流技術

換流是指將負載電流從一個雙向開關管換到另一個雙向開關管的過程。在調(diào)制過程中，矩陣式變換器開關管通斷狀態(tài)不斷改變，從而換流過程始終存在于矩陣變換器的運行過程中，因此，安全換流是矩陣式變換器控制策略中一項至關重要的問題。由于矩陣式變換器特殊的結(jié)構(gòu)決定了輸入側(cè)不能短路、輸出側(cè)不能開路，使得控制開關之間的切換帶來了相當大的難度。

四步換流策略；兩步換流策略；智能換流方式；換流技術(4=>2)

圖1四步換流示意圖圖2電流為正向時換流步驟圖3電流為負向時換流步驟目前研究的重點

多步換流策略的可靠實現(xiàn)；過電壓保護和過電流保護；雙向開關的實現(xiàn)與集成化；非正常情況下的運行控制；輸入濾波器的優(yōu)化設計；

歐洲EUPEC公司研制的矩陣變換器開關矩陣模塊

直接傳遞函數(shù)法；

間接傳遞函數(shù)法；

空間矢量調(diào)制方法；平均輸出電壓法；調(diào)制算法間接傳遞函數(shù)法和空間矢量法

虛擬整流器虛擬逆變器等效直流電壓等效直流電流

對于虛擬逆變器，輸出線電壓空間矢量定義為：

對于虛擬整流器，輸入相電流空間矢量定義為：

電壓電流矢量均在第Ⅰ扇區(qū)情況下開關狀態(tài)表調(diào)制矢量pnababacacaaABCabaabbaccacaaaaD輸出電壓uAB

uBC

uCAuab

-uab

0uab

0–uabuac

0–uacuac–uac

0000-iB

iB0

iA-iA0iA0-iA-iB

0iB000SAaSAbSAc100100100100100SBaSBbSBc010010001001100SCaSCbSCc100010001100100輸入電流

ia

ib

ic

輸出線電壓矢量和輸入電流矢量各由其所在扇區(qū)兩個相鄰矢量合成得到，一個采樣周期內(nèi)共有四種有效矢量組合方式和一個零矢量。為減小輸出電壓和輸入電流中的諧波成分，提出如下九段式PWM控制策略。

國外近年來對矩陣變換器的研究2001年，歐洲的EUPEC公司已開發(fā)出專用于矩陣變換器的開關矩陣模塊；2001年德國西門子公司與卡爾斯魯厄大學研制了專門用于電機驅(qū)動的矩陣變換器樣機；日本安川電機公司幾年來一直在進行矩陣變換器－交流電機驅(qū)動系統(tǒng)在非正常工況的控制方法研究，并取得了一系列有意義的成果；日本富士電機公司試制成功可用于矩陣變換器的逆阻式IGBT模塊；國外近年來對矩陣變換器的研究

丹麥Aalborg大學以C.Klumpner、P.Nielsen、D.Casadei、F.Blaabjerg、J.K.Pedersen等人為主要成員的研究小組在非正常工況下矩陣變換器的控制、空間矢量調(diào)制策略、保護電路設計、矩陣變換器-異步電機系統(tǒng)高性能控制等方面做出了非常出色的成績；英國Nottingham大學以J.Clare和P.W.Wheeler為首的矩陣變換器研究組在換流策略（如提出兩步換流，2002年申請了一步換流的專利）、矩陣變換器-異步電機系統(tǒng)高性能控制（結(jié)合矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制）等方面做出了較顯著的成績。同時，他們已經(jīng)為美國陸軍研制了一臺采用最新?lián)Q流技術并采用矢量控制技術的矩陣變換器樣機，應用于其新一代軍用車輛；國外近年來對矩陣變換器的研究

圖5德國西門子公司研制的矩陣變換器樣機國外近年來對矩陣變換器的研究

圖6丹麥Aalborg大學研制的矩陣變換器國外近年來對矩陣變換器的研究

圖7英國Nottingham大學研制的矩陣變換器國內(nèi)近年來對矩陣變換器的研究

上海大學龔幼民教授根據(jù)矩陣變換器原理，提出統(tǒng)一電力變換理論，將開關函數(shù)概念應用于矩陣變換器的調(diào)制過程；2000年福州大學研制了恒頻采樣電流跟蹤控制型矩陣變換器樣機，并將其用于交流勵磁器；清華大學黃老師課題組已經(jīng)對矩陣變換器進行了兩年多持續(xù)的研究，在采用間接函數(shù)法和空間矢量法構(gòu)成組合控制器，矩陣變換器的建模與仿真，非正常工況下矩陣變換器的特性及控制等方面已做出了一定的成績；§4無功補償在交流電路中，當電感性設備作為用電負載時，由電源供給負載的電功率可以分為兩部分：一部分是使電氣設備能夠正常運行的電功率，也就是將電能轉(zhuǎn)換成其他形式能量的功率，叫做有功功率；另一部分是電能在電源和電感性負載之間交替往返的電功率，叫做無功功率。無功功率不做功，但卻是電感性用電設備通過電磁感應，用來建立交變電磁場進行能量轉(zhuǎn)換所不可缺少，并不是無用的電功率。盡管無功功率在一個元件上的平均功率為零，但它代表了在電感或電容中儲存及釋放磁場能量或電場能量所需要的真實的功率，每周期兩次。和無功功率相關的能量是儲存的感性及容性能量之和，代表著電力系統(tǒng)中，在電源、電感元件和電容元件之間發(fā)生的能量交換，雖不產(chǎn)生有用功率，但卻使電力設備容量增加、設備和線路損耗增加，并使線路壓降增大。 4.1引言§4無功補償非正弦電路的無功功率和功率因數(shù)視在功率(ApparentPower)和有功功率的意義沒有什么變化，而無功功率構(gòu)成較復雜，可定義為：功率因數(shù)定義為：其中：，即基波電流有效值和總電流有效值之比，稱為基波因數(shù) 稱為基波功率因數(shù)。THD＝稱為電流諧波總畸變率§4無功補償視在功率

D畸變功率(Distortionpower/Harmonicpower),表示電流中的各次諧波與電壓形成的無功功率。由于各諧波分量可能有不同的初相角，因此它無法表示整個瞬時無功的交變部分。盡管每一項Qn有明確的物理意義，但總和卻完全失去了意義。如在特殊情況下，每一項Qn可能不為零，但總和可能為零，而此時在電源和負載之間可能有能量的交換?！?無功補償瞬時功率定義：為了改進傳統(tǒng)的功率概念，赤木泰文等人于1983年首先提出了瞬時功率的概念。首先，設三相相電壓、相電流分別為ua，ub，uc；ia，ib，ic。將a-b-c坐標變?yōu)?坐標，變換如下：

4.2瞬時功率理論反變換§4無功補償三相瞬時有功功率：

4.2瞬時功率理論瞬時實功率(realinstantaneouspower)

瞬時零序功率(realzero-sequencepower)利用0變換的優(yōu)點之一是可以將系統(tǒng)中的零序分量分解出來?！?無功補償4.2瞬時功率理論赤木泰文等人提出的瞬時功率定義如下，瞬時實功率瞬時虛功率用abc分量表示為在新的功率定義中，變量q

考慮了所有電壓電流分量。因此，它就被賦予了不同的物理意義。q

被稱為瞬時虛功率(instantaneousimaginarypower)，并定義了新的單位IVA。由上式可以看出，q不受零序分量的影響，而只取決于和分量?！?無功補償4.2瞬時功率理論瞬時功率p和q可表示矩陣形式：

電流可表示為

式中=。§4無功補償4.2瞬時功率理論。當三相正弦電壓源作用于非線性負載時，各功率如下：或?qū)、q表示為§4無功補償4.2瞬時功率理論。上式給出了新的功率理論與傳統(tǒng)理論的聯(lián)系。此例p的平均值即對應傳統(tǒng)的平均功率。交變實功率(RealAlternatingPower)表示任意時刻單位時間內(nèi)電源和負載之間傳輸?shù)哪芰?。此電源和負載之間的能量脈動表示在三相或兩相電源或負載系統(tǒng)中能量的吞吐。虛功率q的平均值對應傳統(tǒng)的無功功率。q的交變部分表示每一相的諧波無功功率，但和為零。盡管無功電流在每一相中存在，且占用導體截面，但虛功率對瞬時能量傳輸無作用。

§4無功補償對電力系統(tǒng)中無功功率進行快速的動態(tài)補償，可以實現(xiàn)如下功能： （1）對動態(tài)無功負荷的功率因數(shù)校正。 （2）改善電壓調(diào)整、降低過電壓、減少電壓閃爍。 （3）提高電力系統(tǒng)的靜態(tài)和動態(tài)穩(wěn)定性，阻尼功率振蕩。 （4）減少電壓和電流的不平衡。

實際的靜止無功補償裝置（如TCR、TCS、ASVG）往往只能以其中某一條或某幾條為直接的控制目標，其控制策略也不盡相同。此外，這些功能有的屬于對一個或幾個在一起的負載的補償效果（負載補償），有的則是以整個輸電系統(tǒng)性能的改善和傳輸能力為提高目標的（輸電補償）。不過，改善電壓調(diào)整，調(diào)高電壓穩(wěn)定度，則是兩者共同的目標。4.3靜止無功補償裝置§4無功補償同步調(diào)相機

用不帶機械負載的同步電動機做同步調(diào)相機。通過調(diào)節(jié)同步電動機的勵磁，在過勵時同步電動機會吸收無功功率，欠勵時發(fā)出無功功率，可以得到連續(xù)可調(diào)的無功功率源。同步調(diào)相機的伏安特性曲線如下圖，當運行在滯后區(qū)時，吸收無功；運行在超前區(qū)時，發(fā)出無功。同步調(diào)相機的缺點是動態(tài)響應慢，損損耗大。同步調(diào)相機電壓－電流特性

4.2靜止無功補償裝置晶閘管控制投切電容器(TSC)

TSC(ThyristorSwitchedCapacitor)裝置由若干組受反并聯(lián)晶閘管投切控制的電容器組成，其結(jié)構(gòu)如下圖所示

TSC實際上就是斷續(xù)可調(diào)的吸收無功功率的動態(tài)無功補償器，在工程實際中，將電容器分成幾組，根據(jù)電網(wǎng)對無功的需要投切這些電容。

4.2靜止無功補償裝置晶閘管控制投切電容器(TSC)TSC投入電容的時刻，必須是電源電壓與電容器預先充電電壓相等，相位相同的時刻。否則，電容器上的電壓產(chǎn)生階躍變化，將產(chǎn)生一個沖擊電流，可能損壞晶閘管。一般來講，希望電容器預先充電電壓為電源電壓峰值，投切時刻也在電源電壓峰值點，因為此時電壓的變化率為零，

不會產(chǎn)生沖擊電流。

TSC的優(yōu)點是：運行時不會產(chǎn)生諧波，損耗?。黄淙秉c是：不能連續(xù)調(diào)節(jié)無功功率。通常將TSC和TCR配合構(gòu)成混合型補償器。

4.2靜止無功補償裝置晶閘管控制飽和電抗器(TCR)

TCR(Thyristor

ControledReactor)裝置具有一個固定容量的電容器支路及一個受反并聯(lián)晶閘管控制的電感器支路。其結(jié)構(gòu)如下圖所示

TCR裝置總的無功功率為電感器無功功率與并聯(lián)電容器的無功功率之和，通過調(diào)節(jié)晶閘管的控制角控制電感器的等效電感，可吸收大小連續(xù)的無功功率以滿足電網(wǎng)需要。

4.2靜止無功補償裝置晶閘管控制飽和電抗器(TCR)

TCR的電壓電流特性曲線如下圖。通過控制等效電感的大小，可以改變TCR的運行點，達到補償?shù)囊蟆?/p>

TCR的優(yōu)點是：反應速度快，容量連續(xù)可調(diào)； 其缺點是：需要一個大容量的電容器，此外，由于吸收的無功功率 是電容器和電感器相互抵消的結(jié)果，在吸收或發(fā)出較小的無功功率 時，實際上電容器與電感器都已吸收了較大無功功率，都會有很大 的電流通過。

4.2靜止無功補償裝置新型靜止無功發(fā)生器(ASVG)

ASVG(AdvancedStaticVarGenerate)的基本原理就是將逆變器通過電感或直接并聯(lián)在電網(wǎng)上，適當?shù)恼{(diào)節(jié)逆變器的交流側(cè)的輸出電壓的相位和幅值，或者直接控制其交流側(cè)電流，就可以使該電路吸收或發(fā)出滿足要求的無功電流，實現(xiàn)動態(tài)無功補償?shù)哪康摹?/p>

下圖分別為電壓型和電流型ASVG的結(jié)構(gòu)。

電壓型ASVG結(jié)構(gòu)電流型ASVG結(jié)構(gòu)4.2靜止無功補償裝置新型靜止無功發(fā)生器(ASVG)在單相電路中，與基波無功功率有關的能量是在電源和負載之間來回往返的。但是在平衡的三相負載電路中，無論負載的功率因數(shù)如何，三相瞬時功率的和是一定的，在任何時候都等于三相總的有功功率。由此看來，在三相電路的電源和負載之間沒有無功功率的流動，各相無功功率是在三相線路之間往返的，在總的負載側(cè)就無需設置無功儲能元件。理論上，ASVG的三相橋式變流電路的直流測無需能量補充。

當ASVG正常工作時就是通過電力半導體開關的通斷將直流側(cè)電壓轉(zhuǎn)換成交流測與電網(wǎng)同頻的輸出電壓，就像一個電壓型逆變器，只不過是交流測輸出接的不是負載而是電網(wǎng)而已。因此，當考慮基波負載時，ASVG可以等效的被視為幅值和相位均可控的一個與電網(wǎng)同頻率的交流電壓源，它通過交流電抗器連接到電網(wǎng)上。

4.2靜止無功補償裝置新型靜止無功發(fā)生器(ASVG)ASVG原理可以用如下圖所示的單相等效電路表示，電網(wǎng)電壓交流電抗L上的電壓。只需使與同相，僅改變大于時，電流超前與電壓90o，發(fā)出無功小于功率；當

時，電流滯后與電壓90o，吸收無功功率。

ASVG輸出的交流電壓的幅值大小，即可以控制從電網(wǎng)吸收如圖所示，當?shù)碾娏魇浅斑€是滯后90度，并且能控制吸收無功功率的大小。，

4.2靜止無功補償裝置新型靜止無功發(fā)生器(ASVG)下圖是ASVG的電壓電流特性曲線，改變控制系統(tǒng)的參數(shù)（電網(wǎng)電壓的參考值Uref）可以使得到的電壓電流特性上下移動。同時通過調(diào)整其變流器交流側(cè)電壓的幅值和相位，保持所能提供的最大無功電流ILmax和ICmax不變，從而大大增加了ASVG的運行范圍（相對于傳統(tǒng)SVC的倒三角形運行區(qū)域）。

4.2靜止無功補償裝置幾種無功補償設備的比較TCR－FCTSC（TSR）TCR－TSCSTATCOM工作類型可控阻抗型可控阻抗型可控阻抗型可控電流源型V-I、V-Q特性決定于設備容量，基本與系統(tǒng)電壓無關諧波諧波含量高，需采取多脈沖結(jié)構(gòu)、順序控制或濾波器方式抑制諧波諧波含量低，需要避免LC諧振諧波主要決定于TCR的結(jié)構(gòu)和容量，可能需要抑制諧波多脈沖或多電平方式下諧波含量很低理論最大響應延時（傳輸遲延）半個周波一個周波一個周波很小，可以忽略電壓暫態(tài)特性差，在階躍擾動下FC會引起過電壓一般，可在暫態(tài)過程中斷開TSC避免過電壓一般，可在暫態(tài)過程中斷開TSC避免過電壓可阻尼電壓振蕩造價(RMB/kVar)200-300200-300200-300300-5004.2靜止無功補償裝置有源電力濾波器的基本原理

有源電力濾波器是一種用于動態(tài)抑制諧波，補償無功功率的新型電力電子裝置，它能對大小和頻率都變化的諧波以及變化的無功進行補償。

電力有源濾波器的基本工作原理是，檢測補償對象的電壓和電流，得出補償電流指令信號，電流發(fā)生源根據(jù)該信號產(chǎn)生補償電流，補償電流和負載電流中需補償?shù)闹C波電流和無功電流抵消，最終得到期望的電源電流。

§4無功補償4.3有源電力濾波器電力有源濾波器有以下特點：現(xiàn)了動態(tài)補償，響應速度極快；可同時對諧波和無功進行補償，且補償無功的大小可以連續(xù)調(diào)節(jié)；所需的儲能元件容量??；可以對大電流負載進行補償，無過載問題。受電網(wǎng)阻抗的影響不大，不容易和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振。能跟蹤電網(wǎng)頻率變化，補償性能不收電網(wǎng)頻率變化的影響。既可對一個諧波和無功源單獨補償，也可對多個諧波和無功源集中補償。4.3有源電力濾波器根據(jù)與補償對象連接的方式，以及是否與無源電力濾波器混合使用，APF可分為三種基本類型：并聯(lián)型、串聯(lián)型和混合型。

4.3有源電力濾波器

不同類型的APF適合于不同的補償對象。串聯(lián)型APF適合補償電壓型諧波源負載（即直流側(cè)含有大電容濾波的整流電路）。并聯(lián)型和混合型APF適合補償電流型諧波源負載(即直流側(cè)含有大電感濾波的整流電路)。并聯(lián)型、串聯(lián)型和混合型有源濾波器諧波電流檢測4.3有源電力濾波器1基于Fryze

功率定義的檢測方法

其原理是將負荷電流分解為與電壓波形一致的分量,將其余分量作為廣義無功電流(包括諧波電流)。它的缺點是:因為Fryze

功率定義是建立在平均功率基礎上的,所以要求得瞬時有功電流需要進行一個周期的積分,再加其它運算電路,要有幾個周期延時。因此,用這種方法求得的“瞬時有功電流”實際是幾個周期前的電流值。2用模擬帶帶通濾波器撿測的方法

用模擬帶通濾波器(或陷波器)檢測負載電流。從檢測到的信號中濾除基波信號，就可以得到所需補償?shù)闹C波，通?？刹捎脦V波器實現(xiàn)，即采用帶通濾波器得出基波分量，再與被檢測電流相減得到諧波分量。由于濾波器中心頻率固定,當電網(wǎng)頻率波動時,濾波效果會大大下降。此外濾波器的中心頻率對元件參數(shù)十分敏感,這樣要使濾波器得到理想的幅頻特性和相頻特性是很困難的,并且這種方法也不能同時分離出無功電流和諧波電流。這種方法現(xiàn)在已極少采用。

諧波電流檢測4.3有源電力濾波器3基于頻域分析的FFT檢測法

該方法通過FFT將檢測到的一個周期的諧波信號進行分解，得各次諧波的幅值和相位系數(shù)，將擬抵消的諧波分量通過帶通濾波器或傅里葉變換器得出所需的誤差信號，再將各誤差信號進行FFT變換，即可得補償信號。這種方法可以任意選擇擬消除的諧波次數(shù)，但是需進行兩次FFT變換，具有較長的時間延遲，瞬時性誤差較大,實時性較差。且電壓畸變將帶來較大的非同步采樣誤差,特別是對高次諧波的檢測精度影響較大。諧波電流檢測瞬時無功功率法的原理是將三相靜止系統(tǒng)變換為兩相靜止