高頻電子線路第二版第8章變頻電路

第8章變頻電路教學基本要求

1.掌握變頻電路的功能及組成。

2.掌握典型混頻電路的電路組成、工作原理和性能特點。

3.了解變頻干擾的來源和抑制方法。本章教學內容

8.1概述

8.2晶體管混頻器

8.3場效應管混頻器

8.4二極管混頻電路

8.5模擬乘法器混頻器

8.6混頻器的干擾與失真

8.7集成接收機電路8.1概述

8.1.1變頻電路的功能

1.變頻電路的功能是將已調波的載波頻率變換成固定的中頻載波頻率，而保持其調制規(guī)律不變。

2.變頻電路是線性頻譜搬移電路，調幅波、調頻波或調相波通過變頻電路后仍然是調幅波、調頻波或調相波。

3.功能的時域和頻域表示法

(1)時域表示法

(2)頻域表示法

變頻器有上變頻和下變頻之分。當輸出信號載波頻率為ωI=ωL+ωs時，稱其為上變頻,對應的中頻稱為高中頻。當輸出信號載波頻率為ωI=ωL-ωs或ωI=ωs-ωL時，稱其為下變頻,對應的中頻稱為低中頻。

8.1.2變頻器的組成、分類與用途

1.變頻器的組成變頻器由輸入回路、非線性器件、帶通濾波器和本機振蕩器組成。圖8.1.2變頻器的組成通常將輸入回路、非線性器件(晶體三極管、二極管、場效應管、差分對管和模擬乘法器等)與帶通濾波器三部分稱為混頻器。變頻器可認為是混頻器和本機振蕩器兩部分組成。

2.分類二極管混頻器

混頻器按使用三極管混頻器非線性器件分場效應管混頻器集成模擬乘法器混頻器

3.用途在超外差式接收機中，將高頻載頻信號變成固定中頻載頻信號，然后通過中頻放大器進行放大，使整個接收機靈敏度和選擇性大大提高。

在頻率合成器中常用變頻器完成頻率加減運算，從而得到各種不同的頻率，這些頻率的穩(wěn)定度可以與主振器的高穩(wěn)定度相同。

應用與展望高性能通信接收機中應用最廣泛的是二極管環(huán)形混頻器和雙差分對集成模擬乘法器混頻器。目前由于集成技術提高，雙差分對模擬乘法器的性能不斷改進與提高，在幾百兆赫的工作頻段內，二極管環(huán)形混頻器已逐漸被雙差分對集成模擬乘法器混頻器取代，特別是在單片集成接收機中已廣泛應用這種混頻器。而在微波頻段仍廣泛使用二極管環(huán)形混頻器。三極管或場效應管混頻器由于電路簡單、造價低，在普通接收機中也有較多使用。

8.1.3變頻器的主要技術指標

1.變頻增益

(1)變頻電壓增益

中頻輸出電壓振幅UIm與高頻輸入信號電壓振幅Usm之比,即

(2)變頻功率增益

輸出中頻信號功率PI與高頻輸入信號功率PS之比,即一般要求變頻增益大些，這樣有利于提高接收機的靈敏度。

2.選擇性變頻器的輸出電流中包含很多頻率分量，但其中只有中頻分量是有用的,要求輸出端的帶通濾波器有較好的選擇性。通常用矩形系數(shù)來衡量選擇性的質量。

3.噪聲系數(shù)變頻器在接收機的最前端，其噪聲決定接收機的噪聲系數(shù)。為了提高接收機的靈敏度，必須降低變頻器噪聲，即變頻器噪聲系數(shù)應盡可能小。

4.失真和干擾變頻器有頻率失真和非線性失真，還會產(chǎn)生各種非線性干擾。

對變頻器不僅要求頻率特性好，而且還要求非線性器件盡可能少產(chǎn)生一些不需要的頻率分量，以減小造成干擾的可能。8.2晶體三極管混頻器

8.2.1晶體三極管混頻器工作原理

1.電路概述為了減小非線性器件產(chǎn)生的不需要分量，選用本振電壓振幅ULm＞＞Usm,也就是本振電壓為大信號,輸入信號電壓為小信號。

問題：一個大信號uL和一個小信號us同時作用于非線性器件時,應該怎樣分析?在發(fā)射結作用有三個電壓本振電壓為大信號調諧于中頻頻率在一個大信號uL和一個小信號us同時作用于非線性器件時，晶體管可近似看成小信號的工作點隨大信號變化而變化的時變參數(shù)的線性元件，如圖8.2.2所示。

在偏壓VBB和本振電壓uL的共同作用下，它的工作點在B點、A點和

C點之間變化，工作點隨本振電壓的變化是非線性的。

因為us是小信號,在每一個工作點,對us而言，晶體管可以被近似看成工作于線性狀態(tài)。但是不同的工作點其線性參數(shù)是不一樣的。晶體管的線性參量是隨時間變化稱為時變參量。

2.晶體三極管混頻器的時變參量方法分析晶體管的正向傳輸特性為因為uCE對ic的影響遠小于uBE對ic的影響,忽略uCE對ic的影響

將函數(shù)ic=f(uBE)在時變偏壓VBB+uL(t)上對us(t)展成泰勒級數(shù)，則對于小信號的us,可忽略第三項及以后的各項，可取式中，為uBE=VBB

+uL(t)時的集電極電流；為uBE=VBB

+uL(t)時晶體三極管的跨導。在本振電壓uL(t)=ULmcosωLt為大信號的條件下，可得式中，IC0、Ic1m、Ic2m、g0、g1、g2分別為只加本振電壓時，集電極電流中的直流、基波和二次諧波分量的幅值以及跨導的平均分量、基波和二次諧波分量的幅值。將輸入信號電壓us(t)=Usmcosωst代入上式，可得若中頻頻率取差頻，則混頻后通過帶通濾器輸出的中頻電流為其振幅為上式表明，輸出的中頻電流振幅IIm與輸入高頻信號電壓的振幅Usm成正比。

同理,當輸入高頻調幅信號時，其振幅為Usm(1+macosΩt)，則混頻器所輸出的中頻電流也是調幅波

3.變頻跨導gc

變頻跨導定義為輸出中頻電流振幅IIm與輸入高頻信號電壓振幅之比，可得變頻跨導gc表示混頻器把輸入信號電壓轉換為中頻電流的能力，等于時變跨導g(t)的傅里葉展開式中基波振幅g1的一半。

實際應用時,先計算g1,可得gc，然后根據(jù)Usm計算IIm。在數(shù)值上，變頻跨導是時變跨導g(t)的基波分量的一半，可以通過求g(t)的基波分量g1來求得變頻跨導。在實際工作中經(jīng)常采用經(jīng)驗公式近似計算式中，為直流靜態(tài)工作點的發(fā)射極電流，單位為mA。例8.2.1已知混頻晶體三極管的正向傳輸特性為而,其中為靜態(tài)偏壓，為本振電壓，為輸入電壓，，中頻頻率，試求變頻跨導。解：時變跨導

變頻跨導

8.2.2晶體三極管混頻器等效電路

由于本振電壓為大信號，對輸入信號為小信號來說，非線性器件被看成時變網(wǎng)絡，這樣就可采用小信號分析法。圖8.2.3混頻器等效電路從圖中可得混頻器的變頻電壓增益和變頻功率增益為輸出回路匹配時，變頻功率增益最大。

調諧于中頻頻率調諧于輸入信號頻率

8.2.3具體電路和工作狀態(tài)的選擇

1.四種電路組態(tài)

電路(a)對信號電壓而言是共射組態(tài)，它具有輸入阻抗高，變頻增益大的優(yōu)點，對本振電壓而言是基極注入(共射組態(tài))，它對本地振蕩器呈現(xiàn)較大阻抗，使本振的負載較輕，容易起振。因為電路中的信號電壓和本振電壓均由基極注入，所以信號回路和本振蕩回路相互影響較大，可能產(chǎn)生頻率牽引現(xiàn)象。

電路(b)對信號電壓而言和電路(a)一樣是共射組態(tài)，只是將本振電壓由發(fā)射極注入，對本振電壓而言，晶體管是共基組態(tài)，它的輸入阻抗小，使本振的負載較重，不易起振。但是它的信號電壓和本振電壓加在兩個不同電極上，相互影響較小，實際電路應用較多。

電路(c)(d)對信號電壓而言均是共基組態(tài)，因此它們的輸入阻抗小，變頻電壓增益小，在頻率較低時，一般不用這兩種組態(tài)。但當頻率較高時，因為fα＞＞fβ，這時它們的變頻電壓增益可能比共射組態(tài)大，可采用這兩種組態(tài)。也就是說，它們的上限工作頻率高。

2.具體電路圖8.2.5收音機變頻電路圖8.2.5是晶體管收音機中常用的變頻電路。晶體管除了完成混頻任務外，還兼作本機振蕩器的振蕩管，此振蕩器接成互感耦合的自激振蕩器，對本振電壓而言，是由電容耦合到晶體管的發(fā)射極。圖8.2.6電視機混頻器在電視機中，由于工作頻率較高，經(jīng)常采用圖8.2.6所示的共基電路。為了減小輸入信號電壓與本振電壓的相互影響，本振電壓由電容值小的電容耦合到混頻管的發(fā)射極。

3.晶體三極管混頻器工作狀態(tài)的選取原則選取原則是變頻功率增益大和噪聲系數(shù)小。圖8.2.7

APC和NF與ULm、IEQ的關系變頻功率增益APC和噪聲系數(shù)NF與IEQ和ULm的關系的實驗結果如圖8.2.7所示。從圖(a)可知，本振電壓幅度在100mV左右時,APC可獲得最大值而噪聲系數(shù)NF又達最小值。從圖(b)可知，當IEQ在0.3～0.7mA范圍內，變頻功率增益大且噪聲系數(shù)小。8.3場效應管混頻器

8.3.1結型場效應管混頻器結型場效應管工作在飽和區(qū)時，其漏極電流iD與柵源間電壓uGS的關系可近似為平方律特性，即式中，IDSS為uGS=0時的iD，UP為夾斷電壓。圖8.3.1結型場效應管混頻器設輸入信號本振信號其中UGSQ為場效應管靜態(tài)工作點的UGS值。代入us和uL，經(jīng)數(shù)學運算可知iD中含有直流、ωs

、2ωs

、ωL

、2ωL

、等頻率分量，其中ωL

±ωs為高中頻和低中頻分量。若選用低中頻的帶通濾波器，則可獲得的低中頻電流分量是2usuL的一部分。即式中，gc為變頻跨導，其值為IDSSULm/。

若中頻選頻帶通濾波器調諧于ωI，且諧振電阻為RL，則混頻器輸出電壓為對于輸入信號為us=Usm(1+macosΩt)cosωst的調幅波來說，只要帶通濾波器的通帶寬度不小于2Ω，再則ωI＞＞Ω，故混頻器輸出電壓為

8.3.2雙柵絕緣柵場效應管混頻器雙柵絕緣柵場效應管具有柵漏極間電容很小，正向傳輸導納較大，且iD受到雙重控制的特點，很適合于作為超高頻段混頻器。雙柵絕緣柵場效應管由于受兩個柵極的雙重控制且兩個柵極彼此獨立，用于混頻時，高頻輸入信號由G1輸入，本振信號由G2輸入，互不影響。

直流偏置應使管子工作于放大區(qū)。

在放大區(qū)，漏極電流可表示為式中,。

其中a0、a1、a2、b0、b1、b2是由直流偏置及管子本身所決定的常數(shù)。則設輸入信號

本振信號其中根據(jù)不同中頻的需求,可選不同的帶通濾波器,若取上變頻的高中頻,。若取下變頻的低中頻,。8.4二極管混頻器

8.4.1二極管平衡混頻器圖8.4.1為平衡混頻器的原理電路。為了減少混頻產(chǎn)生的組合頻率分量，選取本振電壓uL足夠大，使晶體二極管工作在受uL控制的開關狀態(tài)。流過上、下兩個晶體二極管的電流分別為

①在無濾波的條件下，通過輸出回路的電流為設,,,則

②在有帶通濾波時,對于輸出回路由于調諧于中頻頻率ωI

=ωL–ωs，則經(jīng)濾波后，選出中頻電流iI為

輸出中頻電流是由高頻輸入信號電壓與本振電壓的正向混頻產(chǎn)生的中頻電流和中頻輸出電壓反作用產(chǎn)生的中頻電流之差。

③對于輸入回路來說，無濾波條件下通過輸入回路的電流仍是i1-i2,在有調諧于信號頻率ωs的帶通濾波時,則輸入回路通過選頻作用產(chǎn)生的輸入電流is為

輸入電流是由高頻輸入信號電壓在輸入回路產(chǎn)生的輸入電流和輸出中頻電壓與本振電壓經(jīng)反向混頻產(chǎn)生的輸入電流之差。注意：二極管混頻器是一個能實現(xiàn)雙向混頻的電路。

輸入信號頻率ωs與本振信號頻率ωL經(jīng)過正向混頻在輸出端得到中頻頻率ωI

，而輸出中頻電壓頻率ωI與本振信號頻率ωL經(jīng)過反向混頻，在輸入端能產(chǎn)生輸入信號頻率ωs。

二極管平衡混頻器的中頻輸出電壓是中頻電流與輸出回路諧振電阻的乘積。④二極管開關平衡混頻器的等效電路

由和,可得二極管開關平衡混頻器的等效電路。它是對稱π型雙口網(wǎng)絡。

圖8.4.2二極管開關混頻器等效電路等效電路中的g1和g2與二極管特性有關,其中根據(jù)雙口網(wǎng)絡的理論，該網(wǎng)絡的特性電導g0的定義是在輸出端接入gL=g0時，從輸入端向里看輸入電導為g0，同樣，當在輸入端接入gs=g0時，從輸出端向里看的輸出電導為g0。因而特性電導通?；祛l器應工作于全匹配狀態(tài)，即gL=g0、gs=g0，此時能獲得最大的功率傳輸。其變頻功率增益為式中，Auc為變頻電壓增益，由等效電路可得所以

8.4.2二極管雙平衡混頻器與環(huán)形混頻器

1.二極管雙平衡混頻器

為了進一步抑制混頻器中一些非線性產(chǎn)物，廣泛采用雙平衡混頻器。本振電壓從輸入變壓器Tr1的二次側和輸出變壓器Tr2的一次側的中心抽頭之間加入。四個二極管均按開關狀態(tài)工作。各電流、電壓的極性如圖中所示。在本振電壓的正半周，二極管D1、D2導通，D3、D4截止。此時混頻器為平衡混頻器。則在本振電壓的負半周，二極管D3、D4導通，D1、D2截止。此時，混頻器為另一平衡混頻器。則

(1)

在無濾波條件下，通過輸出中頻回路的電流為

因為可得

與平衡混頻電路比較，雙平衡混頻電路的輸出電流中，進一步抵消了ωs及ωL±ωI、3ωL±ωI等分量。經(jīng)過輸出回路的濾波作用，選出中頻電流

雙平衡混頻電路濾波后輸出中頻電流為平衡混頻器的2倍。

(2)無濾波條件下，通過輸入信號回路的電流為經(jīng)過輸入回路的濾波作用，選出ωs分量電流雙平衡混頻電路濾波后輸入信號電流為平衡混頻器的2倍。

例8.4.1將雙平衡混頻器的輸入的本振電壓和輸岀的中頻電壓的位置互換，如圖8.4.4所示。試分析該電路能否實現(xiàn)混頻？

圖8.4.4環(huán)形混頻電路解：設本振電壓，其振幅足夠大，使二極管工作于開關狀態(tài)。輸入信號電壓，為小信號。由電路圖可知，4個二極管以兩個正向串聯(lián)(D3、D2)和兩個反向串聯(lián)(D1、D4)

，并接到輸入本振信號電壓的高頻變壓器的二次側。在本振電壓控制下，處于開關工作狀態(tài)。本振頻率輸入回路中頻輸出回路

在本振電壓的正半周，二極管D3

、D2導通,D1、D4截止，則D3

、D2的開關函數(shù)為。

在無濾波條件下，流過中頻輸岀電路的電流為。其中在本振電壓的負半周，二極管D1、D4導通,D3、D2截止，則D1、D4的開關函數(shù)為。在無濾波條件下，流過中頻輸岀電路的電流為。其中在無濾波條件下，通過輸出中頻回路的電流為因為

可得

中頻輸岀端的電流中不含有本振信號頻率ωL和輸入信號頻率ωs。表明輸岀端對ωL和ωs的隔離性好。経過中頻輸岀回路的濾波作用，選岀中頻電流

電路可以實現(xiàn)混頻。

將例題電路改畫成圖8.4.7所示電路，圖中4個二極管組成一個各個二極管串聯(lián)極性一致的環(huán)路，又稱為二極管環(huán)形混頻器。

2.二極管環(huán)形混頻器

如果各二極管的特性一致，變壓器中心抽頭上、下完全對稱，則環(huán)形混頻器的本振端口、輸入信號端口和輸岀中頻信號端口之間有良好的隔離。

二極管環(huán)形混頻器的特點

①由例題的分析可知，中頻輸岀端的電流中不含有本振信號頻率和輸入信號頻率ωs。②本振端的電壓通過D3、D2和D1、D4流過輸入信號端変壓器二次側的電流是相互抵消的，不含有本振信號頻率ωL分量。③本振電壓通過D3和D2的分壓在B點產(chǎn)生的電壓與通過D1和D4的分壓在A點產(chǎn)生的電壓相等，也可以說明本振電壓不會在輸入信號端的高頻變壓器二次側產(chǎn)生本振頻率ωL的電流。也表明本振端口對輸入信號端口是隔離的。④同理，輸入信號電壓通過D1和D2的分壓在C點產(chǎn)生的電壓與通過D3和D4的分壓在D點產(chǎn)生電壓相等，因而輸入信號電壓不會在本振信號端口的高頻變壓器的二次側產(chǎn)生輸入信號頻率ωs的電流。表明輸入信號端口對本振端口是隔離的。

二極管環(huán)形混頻器的分析電路中本振電壓為大信號,使二極管處于開關工作狀態(tài),輸入信號電壓為小信號。

本振電壓的正半周D3、D2導通,開關函數(shù)為,而D4

、D1截止,在無濾波條件下,流過中頻輸出電路的電流為io1=i3-i2

。

在本振電壓的負半周D1、D4導通，開關函數(shù)為,而D3、D2截止,在無濾波條件下,流過中頻輸岀電路的電流為

io2=i1-i4

在無濾波條件下，通過輸出中頻回路的電流為

可得

中頻輸岀回路中無和,說明中頻輸岀端與信號端、本振端隔離良好。経過中頻輸岀回路的濾波作用，選岀中頻電流無濾波條件下,流過輸入信號端的高頻變壓器Tr1的二次側的電流為i=io1

+io2,即

輸入信號電流中無和,說明輸入端與本振端、中頻端隔離良好。無濾波條件下,流過輸入本振信號端的高頻變壓器Tr2的二次側的電流為,即輸入本振電流中無和,說明本振端與輸入端、中頻端隔離良好。圖8.4.8環(huán)形混頻器模塊的外形與電路圖國內研制的環(huán)形混頻器模塊,工作頻率從短波到微波波段已成系列產(chǎn)品。環(huán)型混頻器模塊是由精密配對的肖特基二極管和傳輸線變壓器組裝,內部元件用硅膠粘接,外部用小型金屬殼屏蔽。由于產(chǎn)品經(jīng)過嚴格的篩選,其性能良好,能承受強烈的振動、沖擊。環(huán)形混頻器模塊有三個端口，即本振（LO）、射頻（RF）和中頻（IF）三個端口。本振和射頻均為單端（不平衡）輸入，而中頻輸岀是單端（不平衡）輸出。本振和射頻信號通過傳輸線變壓器Tr1和Tr2將不平衡輸入信號變換成平衡輸入信號加給環(huán)形二極管的對應端實現(xiàn)混頻,中頻信號從IF端輸岀。8.5模擬乘法器混頻器

8.5.1MC1596模擬乘法器混頻器圖8.5.1

MC1596構成混頻器中頻帶通濾波器

8.5.2SA602A集成變頻器

集成模擬乘法器的功能是實現(xiàn)兩輸入信號相乘。應用其相乘的功能，在通信電路中可構成混頻、調幅與解調等功能電路，是一種應用范圍較廣的單片集成電路。為了兼顧多種用途，其電路的偏置電流是要根據(jù)用途不同而在片外設置不同的偏置電路，集成電路內部沒有設定偏置。對于功能專一的集成混頻器，通常會根據(jù)混頻的技術要求在集成電路內部設置好偏置，減少片外電路?？紤]到變頻功能，集成電路中還集成了本機振蕩器的放大和緩沖電路，使集成混頻器利用片內的振蕩器構成本機振蕩器,而組成了變頻器。

SA602A就是這種集成混頻器中的一個型號,圖8.5.2所示是SA602A的方框原理與引腳圖，圖8.5.3所示是SA602A的內部等效電路圖。

1腳、2腳是混頻器的差動輸入端；3腳是接地端；4腳、5腳為雙端輸岀端，電路既可以雙端輸出，也可以采用單端輸岀；6腳和7腳分別是構成正弦波振蕩器的內部集成的晶體管的基極和發(fā)射極；8腳為電源輸入端。

SA602A的最高工作頻率可達500MHz,內部本機振蕩電路是一個截止頻率高的NPN晶體三極管,其基極和發(fā)射極與集成電路引腳相連，可通過外接電路構成振蕩器，其振蕩頻率可達200MHz。也可以通過基極直接輸入外部本振信號源，経內部緩沖級送給混頻器，其頻率不受內部晶體管的限制。

SA602A屬于低電壓、低電流設計，其正常供電范圍是4.5～8.0V之間,耗電電流通常低于3mA。其混頻靈敏度高,可低達μV級,更重要的是抑制本振頻率反輻射能力強,且噪聲系數(shù)低(在工作頻率45MHz時≤4.5dB)。

SA602A的射頻輸入電阻為1.5kΩ,輸出電阻為1.5kΩ,輸出電容約為3pF,應用時需注意阻抗匹配。

SA602A適用于HF/VHF頻率變換、移動通信和VHF無線發(fā)射、接收機等設備中。

6腳和7腳的外接電路與內部放大器構成并聯(lián)型晶體電容三點式振蕩電路。晶體的基頻為14.515MHz,選用三次泛音振蕩,要求7腳對地的支路的等效電抗在振蕩頻率34.545MHz為容抗,而在基頻與二次泛音頻率為感抗來保證。通常采用電容和電感并聯(lián)電路實現(xiàn)，例如圖中的22pF電容和1.3μH電感并聯(lián)。接入1nF電容與1.3μH電感串聯(lián)是隔直，保證7腳不因1.3μH電感的接入直流電位接地。在電容取值上，容抗值比感抗值小很多，可近似用感抗值代替。1.3μH電感與22pF電容并聯(lián)的諧振頻率為29.76MHz,即并聯(lián)等效電抗在三次泛音頻率為容抗,在基頻、二次泛音頻為感抗,確保振蕩頻率為34.545MHz。

1腳和2腳的外接電路是一個并聯(lián)LC選頻回路,諧振于輸入信號頻率35.000MHz。100nF電容為旁路電容,保證2腳交流接地,輸入信號為單端輸入,47pF和220pF的分壓接入是實現(xiàn)信源50Ω和輸入阻抗1.5kΩ的阻抗匹配。

4腳接中心頻率為455kHz輸入阻抗為1.5kΩ的陶瓷濾波器，為單端輸出方式，滿足阻抗匹配。8腳為電源輸入端，采用了П型去耦濾波電路。8.6混頻器的干擾與失真混頻器的各種非線性干擾是很嚴重的問題，在討論各種混頻器時，常把非線性產(chǎn)物的多少作為衡量混頻器質量標準之一。非線性干擾中很重要的一類就是組合頻率干擾和副波道干擾。這類干擾是混頻器特有的。

混頻器存在下列干擾：信號與本振的組合頻率干擾(也稱干擾哨聲)；外來干擾與本振的組合頻率干擾(也稱副波道干擾)；外來干擾互相形成的互調干擾；外來干擾與信號形成的交叉調制干擾；阻塞、倒易混頻干擾等等。

8.6.1信號頻率與本振頻率的組合頻率干擾(干擾哨聲)1.什么是干擾哨聲?

當信號與本振信號同時輸入給混頻器時，由于混頻器的非線性特性，在其輸出電流中，除了有需要的正常中頻(fL–fs)外，還有一些諧波頻率和組合頻率。例如，2fL,2fs,3fL,3fs,2fs-fL

，3fs-

fL

，2fL-fs

，3fL-

fs…等。如果在這些組合頻率中有接近中頻fI=

fL–fs的組合頻率，它就會通過中頻放大器與正常的中頻fI一道進行放大，并加到檢波器上。通過檢波器的非線性作用，這個近于中頻的組合頻率與中頻

fI產(chǎn)生差拍檢波，輸出差頻信號，這個差頻信號是音頻，通過終端揚聲器以哨叫聲的形式出現(xiàn)并形成干擾。

2.干擾哨聲產(chǎn)生的分析一般情況下，信號與本振的組合頻率為式中p、q為正整數(shù)或零，它們分別代表本振頻率和信號頻率的諧波次數(shù)。當滿足

也就是(其中F為音頻)

組合頻率fΣ就以干擾信號的形式和正?；祛l的中頻信號同時進入中頻放大器放大，然后同時送給檢波器產(chǎn)生差拍檢波，輸出F的音頻信號在揚聲器中產(chǎn)生哨叫聲。當混頻器的輸出中頻fI

=fL–fs時，只有下列兩式滿足將兩個表示式合并，使得到可能產(chǎn)生干擾哨聲的輸入信號頻率表示式為一般情況下，fI＞＞F，因此，上式可簡化為

若p和q取不同的正整數(shù)，則可能產(chǎn)生干擾哨聲的輸入有用信號頻率就會有許多個，并且其值均接近于fI的整數(shù)倍或分數(shù)倍。但是實際上，任何一部接收機的接收頻段都是有限的，只有頻段內的頻率才可能產(chǎn)生干擾哨聲。再則，因為混頻管集電極電流中的組合頻率分量的振幅總是隨著(p+q)的增加而迅速減小。所以，其中只有對應于較小p和q值的輸入信號才會產(chǎn)生明顯的干擾。

3.舉例調幅廣播接收機的中頻頻率為465kHz，當接收某電臺發(fā)射頻率fs=931kHz時,能否產(chǎn)生干擾哨聲?產(chǎn)生原因?。正常的變頻過程是fL

–=fI=465kHz

，這是主通道。對于fs=931kHz時，其對應本振頻率為1396kHz，在混頻管的非線性特性有3次方項時，組合頻率2fs-fL=466kHz≈fI

，可以通過中頻選通回路與正常的fI=465kHz一道放大。再經(jīng)檢波器檢波后，會產(chǎn)生1kHz差拍檢波信號送給終端揚聲器產(chǎn)生干擾哨聲。此時的干擾對應的p=1,q=2。

*中波的廣播段范圍為(531～1602)kHz,變頻比fs/fI

=1.14～3.45?？傻迷O非線性特性為6次方項及其以下項,即,可計算出干擾哨聲的頻率點：

(1)當p=1,q=2時,

由于，則在(930±3.5)kHz范圍內(不含930KHz)均可產(chǎn)生干擾哨聲。

±3.5kHz是中頻放大器的通帶寬為7kHz。超過此范圍則在帶寬外，不能形成干擾。

(2)當p=1,q=3時,

均在范圍之外，不會產(chǎn)生干擾哨聲。

(3)當p=2,q=3時,

在范圍之外，不會產(chǎn)生干擾哨聲。

(3)當p=2,q=3時,

則在(1395±3.5)kHz可產(chǎn)生干擾哨聲,不含1395kHz。

(4)當p=2,q=4時,

則在(697.5±3.5)kHz可產(chǎn)生干擾哨聲,不含697.5kHz。在范圍之外，不會產(chǎn)生干擾哨聲。

減少這種干擾的方法較多,采用理想2次方特性的場效應管作混頻器；采用開關狀態(tài)與平衡混頻方式；晶體三極管混頻器的本振信號選為大信號等都不會有干擾哨聲的組合頻率分量。

8.6.2外來干擾信號與本振信號的組合頻率干擾(副波道干擾)

1.什么是副波道干擾?

在混頻器輸入回路選擇性不好的條件下，外來強干擾信號進入了混頻器。相當于進入混頻器的除了正常輸入信號us和本振信號uL外，還有一個干擾信號un。因為混頻器具有非線性作用,un與uL的組合頻率就可能產(chǎn)生干擾。這類干擾稱副波道干擾。若fL-fs=fI

，干擾信號頻率為fn，且滿足

pfL

-qfn=fI

或

qfn-pfL=fI

就能產(chǎn)生副波道干擾。當接收機接收某一給定頻率的電臺時，輸入回路要調諧于fs時，則對應的本振電壓頻率fL=fs+fI

。若某一干擾電臺(包括無關的其他電臺)的頻率為fn也進入了混頻器，滿足

就會產(chǎn)生副波道干擾。

2.副波道干擾的分析

(1)當p=0,q=1時,fn=fI,即干擾信號頻率fn等于中頻頻率fI

，這樣的副波道干擾稱其為中頻干擾。實際上，當接收機在接收某一fs電臺時，因為混頻器的輸入回路選擇性不好，有一頻率fn=fI

的強干擾信號通過輸入回路進入混頻器。因為中頻回路的諧振頻率為fI

，對強干擾信號來說混頻器相當于放大器，將中頻干擾信號進行放大，對接收機產(chǎn)生干擾。它是由非線性特性的1次方項產(chǎn)生。

(2)當p=1,q=1時,

fn-fL

=fI,即干擾信號頻率fn等于fs+2fI,這樣的副波道干擾稱其為鏡像頻率干擾。實際上,這種干擾是因輸入回路選擇性不好，干擾為強信號和非線性特性2次方項產(chǎn)生。通常計算鏡像頻率干擾的頻率用fn=fs+2fI來計算。

以上是副波道干擾中兩個需要特別注意的特殊干擾。

(3)對于p+q≥3的情況，例如2fL

–fn,2fn-fL,fL-2fn,fn-2fL,2fL-2fn,2fn-2fL

，…它們是非線性特性3次方項以及3次方以上項產(chǎn)生的。在輸入回路選擇性不好，干擾為強信號時,干擾信號(fn)也進入混頻器與本振(fL)產(chǎn)生上述組合頻率,如果它們等于fI

，則會產(chǎn)生干擾，稱其為副波道干擾。

減小副波道干擾的方法：

①提高混頻器和前端高頻放大器的頻率選擇性；

②對中頻干擾來說，還可以在前端輸入回路中接入中頻陷波器或高通濾波器；

③對鏡象頻率干擾來說，也可以提高中頻頻率,使鏡頻與信號頻率相差很大，能起到抑制作用；

④對高次副波道干擾,可減小混頻器特性三次方以上項產(chǎn)生的組合頻率，例如平衡混頻、環(huán)形混頻等。例8.6.1某一廣播電臺的載波頻率fs=7.000MHz，采用超外差接收機接收，，除接收機調到7.000MHz能正常收到這一廣播電臺的播音外，在調到fs

=6.070MHz時也能收到這個載頻為7.000MHz電臺的播音，這是什么干擾?而在調到fs為6.7675MHz時也能收到這個載頻為7.000MHz電臺的播音，這是什么干擾?另外,fn=465kHz的強干擾信號對接收頻段內都有干擾,這是什么干擾?

解：(1)當接收機調到fs=7.000MHz時，此電臺就是正常接收的信號，不是干擾信號。

(2)當接收機調諧到fs=6.070MHz時，其本振頻率為fL=6.535

MHz，而此電臺的載波頻率為7.000MHz，它就是干擾信號。當混頻器的非線性特性具有二次方特性，且輸入回路選擇性不好時，7.000MHz的干擾信號與本振頻率6.535MHz的組合為

fn-fL=7.000-6.535=0.465MHz正好是產(chǎn)生的鏡像頻率干擾。

(3)當接收機調諧到6.7675MHz時，其本振頻率=7.2325MHz，而此電臺的載波頻率為7.000MHz，它就是干擾信號，它滿足

故是副波道干擾，p=2,q=2。產(chǎn)生的原因是混頻器的輸入回路選擇性不好，非線性特性具有四次方項。

(4)對于

fn=465kHz的強干擾信號對接收頻段內都有干擾,它是中頻干擾。因為fn=fI=465kHz。

8.6.3交叉調制干擾(交調失真)

1.什么是交叉調制干擾?

由于輸入回路選擇性不好，一個已調的強干擾信號進入混頻器與有用信號(已調波或載波)同時作用于混頻器，經(jīng)非線性作用，將干擾的調制電壓轉換到有用信號的載波上，然后再與本振混頻得到中頻電壓，從而形成干擾。

2.交叉調制干擾產(chǎn)生的分析設晶體三極管的靜態(tài)正向傳輸特性在靜態(tài)工作點上展開為冪級數(shù)作用在輸入端(基極-發(fā)射極)的電壓有信號電壓干擾電壓

本振電壓

合成電壓uBE=us+un+uL代入正向傳輸特性中，其中中的四階產(chǎn)物中的

項中的項就是交調產(chǎn)物。則

表明傳送的信息除正常信息Ω1外，還有干擾信息Ω2及其諧波2Ω2

。說明交叉調制干擾實質上是通過非線性作用將干擾信號的包絡解調出來，而后調制到中頻載頻上去。由交調干擾的表示式看出，如果有用信號消失，即Usm=0，則交調產(chǎn)物為零。所以交調干擾與有用信號并存，它是通過有用信號而起作用的。

同時也可以看出，它與干擾的載頻ωn無關。任何頻率的強干擾都可能形成交調，只是ωn與ωs相差越大，受前端電路的抑制越大，形成的干擾越弱。

混頻器的交調干擾是4次方項產(chǎn)生，其中本振電壓占一階，故常稱為三階交調。除了4次方項以外，非線性特性的更高偶次方項也可產(chǎn)生交調干擾，但幅值較小，一般可不考慮。

減小交叉調制干擾的方法

①主要是提高前端高頻放大器和混頻器輸入回路的選擇性；

②選取合適的混頻電路形式，減小混頻器特性4次方以上項產(chǎn)生的影響。

8.6.4互調干擾(互調失真)

1.什么是互調干擾?

兩個或多個干擾電壓同時作用在混頻器輸入端，經(jīng)混頻器，產(chǎn)生近似中頻的組合頻率，進入中放通帶內形成干擾。

2.互調干擾產(chǎn)生的分析產(chǎn)生互調干擾應滿足

(1)對于m=1、n=1的情況：是非線性的三次方項產(chǎn)生。

設輸入信號本振信號干擾信號,

當輸入回路選擇性不好，兩個強干擾信號與輸入信號、本