數(shù)據(jù)采集與處理2

2.1概述2.2采樣過程2.3采樣定理2.4頻率混淆及其消除的措施第2章模擬信號的數(shù)字化處理2.7量化與量化誤差2.6模擬信號的采樣控制方式

2.8編碼2.1概述第

2

章模擬信號的數(shù)字化處理在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中存在兩種信號：①模擬信號—②數(shù)字信號—信號種類在開發(fā)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)時，首先遇到的問題：

如何把傳感器測量到的模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號？被采集物理量的電信號。計算機(jī)運算、處理的信息。2.1概述連續(xù)模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，經(jīng)歷了以下過程：①時間斷續(xù)②數(shù)值斷續(xù)過程量化編碼信號轉(zhuǎn)換過程如圖2.1所示。x(t)xS(nTS)xq(nTS)x(n)2.1概述采樣/保持量化編碼計算機(jī)tx(t)txS(nTS)txq(nTS)x(n)n001011100010010011圖2.1信號轉(zhuǎn)換過程q2q3q4qTS2TS3TS…TS2TS3TS…2.2采樣過程第

2

章模擬信號的數(shù)字化處理采樣過程—一個連續(xù)的模擬信號x(t)，通過一個周期性開閉（周期為TS，開關(guān)閉合時間為τ）的采樣開關(guān)K

之后，在開關(guān)輸出端輸出一串在時間上離散的脈沖信號xs(nTs)。采樣過程如圖2.2所示。2.2

采樣過程圖2.2中： xs(nTs)—0,TS,2TS—τ—TS—圖2.2采樣過程tx(t)x(t)KδTs(t)xS(nTS)txS(nTS)τTSTS2TS3TS…采樣信號;采樣時刻

采樣時間；采樣周期。應(yīng)該指出，在實際應(yīng)用中，τ<<TS。采樣周期TS決定了采樣信號的質(zhì)量和數(shù)量：TS

↓，xs(nTs)↑，內(nèi)存量↑；TS

↑，xs(nTs)↓，丟失的某些信息。因此，采樣周期必須依據(jù)某個定理來選擇。

2.2

采樣過程不能無失真地恢復(fù)成原來的信號，出現(xiàn)誤差。2.3采樣定理1.采樣定理

設(shè)有連續(xù)信號x(t)，其頻譜X(f)，以采樣周期TS采得的信號為xs(nTs)。如果頻譜和采樣周期滿足下列條件：①頻譜X(f)為有限頻譜，即當(dāng)時|f|≥fc，X(f)=0②TS≤或f

S

≥2fc第

2

章模擬信號的數(shù)字化處理2.3

采樣定理則連續(xù)信號唯一確定。式中

n=０，±１，±２，……，

fc—信號的截止頻率

采樣定理指出：對一個頻率在0～fc

內(nèi)的連續(xù)信號進(jìn)行采樣，當(dāng)采樣頻率為

fs≥2fc時，由采樣信號

xs(nTs)能無失真地恢復(fù)為原來信號x(t)。2.采樣定理中兩個條件的物理意義⑴條件1的物理意義

模擬信號x(t)的頻率范圍是有限的，只包含低于fc

的頻率部分。2.3

采樣定理⑵條件2的物理意義

采樣周期

Ts不能大于信號截止周期

Tc的一半。2.3

采樣定理3.采樣定理不適用的情況

一般來說，采樣定理在時是不適用的。例如，設(shè)信號當(dāng)時，其采樣值為2.3

采樣定理則有討論：當(dāng)φ=0，xs(nTs)=0，即采樣值為零，無法恢復(fù)原來的模擬信號x(t)。2.3

采樣定理xS(nTS)=Asin(πn+φ)

=A

(sin

πncos

φ+

cos

πnsin

φ)

=Acosπnsinφ

=A(-1)n

sinφ當(dāng)0<|sinφ|<1時，

xs(nTs)的幅值均小于原模擬信號，出現(xiàn)失真。當(dāng)|sinφ|=1時，

xs(nTs)=(-1)nA，它與原信號x(t)的幅值相同，但必須保證

φ=

π/2。

綜上所述，只有在采樣起始點嚴(yán)格地控制在φ=

π/2時，才能由采樣信號xs(nTs)不失真地恢復(fù)出原模擬信號x(t)，然而這是難以做到的。結(jié)論：采樣定理對于不適用的。2.3

采樣定理2.3

采樣定理采樣定理（2）—帶通信號的抽樣2.3

采樣定理例如：信號312KHz~552KHz，求fs2.3

采樣定理2.4頻率混淆與消除頻混的措施1.頻率混淆什么是頻率混淆？頻率混淆—模擬信號中的高頻成分（）被疊加到低頻成分（）上的現(xiàn)象。第

2

章模擬信號的數(shù)字化處理2.4

頻率混淆與消除頻混的措施頻率混淆如圖2.5所示。例如：某模擬信號中含有頻率為900Hz，400Hz及100Hz的成分。若以

fs

=500Hz進(jìn)行采樣，此時Hz，Hz但Hz。

由圖2.5可見，三種頻率的曲線沒有區(qū)別：對于100Hz的信號，采樣后的信號波形能真實反映原信號。2.4

頻率混淆與消除頻混的措施對于400Hz和900Hz的信號，則采樣后完全失真了，也變成了100Hz的信號。于是原來三種不同頻率信號的采樣值相互混淆了。不產(chǎn)生頻率混淆現(xiàn)象的臨界條件：fS=2fC2.消除頻混為了減小頻率混淆，通?？梢圆捎脙煞N方法：對于頻域衰減較快的信號，減小TS。但是，TS

↓，內(nèi)存占用量和計算量

↑。2.4

頻率混淆與消除頻混的措施對頻域衰減較慢的信號，可在采樣前，先用一截止頻率為

fC

的濾波器對信號x(t)

低通濾波，濾除高頻成分，然后再進(jìn)行采樣。這種方法既實用又簡單。

實際上，由于信號頻率都不是嚴(yán)格有限的，而且，實際使用的濾波器也都不具有理想濾波器在截止頻率處的垂直截止特性，故不足以把稍高于截止頻率的頻率分量衰減掉。2.4

頻率混淆與消除頻混的措施在信號分析中，常把上述兩種方法聯(lián)合起來使用。表2.1典型物理量的經(jīng)驗采樣周期值

被測物理量

采樣周期(s)流量1～22.4

頻率混淆與消除頻混的措施壓力液位溫度成分3～56～810～1515～202.6模擬信號的采樣控制方式1.模擬信號的采樣控制方式⑴無條件采樣特點：運行采樣程序，立即采集數(shù)據(jù)，直到將一段時間內(nèi)的模擬信號的采樣點數(shù)據(jù)全部采完為止。優(yōu)點：為無約束采樣。第

2

章模擬信號的數(shù)字化處理2.6

模擬信號的采樣控制方式缺點：不管信號是否準(zhǔn)備好都采樣，可能容易出錯。①定時采樣：②變步長采樣：方法采樣周期不變采樣周期變化⑵條件采樣

方法①查詢方式②中斷方式查詢方式：CPU不斷檢查A／D轉(zhuǎn)換狀態(tài)，以確定程序執(zhí)行流程。優(yōu)點：硬件少，編程簡單。缺點：占用較多CPU機(jī)時。中斷方式：響應(yīng)中斷，暫停主程序，執(zhí)行中斷服務(wù)程序。優(yōu)點：少占用CPU機(jī)時。缺點：要求硬件多，編程復(fù)雜。2.6

模擬信號的采樣控制方式⑶直接存儲器存取（DMA）方式特點：由硬件完成數(shù)據(jù)的傳送操作。在DMA控制器控制下，數(shù)據(jù)直接在外部設(shè)備和存儲器MEM之間進(jìn)行傳送，而不通過CPU和I／O，因而可大大提高數(shù)據(jù)的采集速率。2.6

模擬信號的采樣控制方式外設(shè)I／OCPU內(nèi)存DMA控制器圖2-10DMA傳送方式采樣控制方式的分類歸納如下：無條件采樣條件采樣采樣定時采樣等點采樣查詢采樣中斷控制采樣DMA方式采樣2.6

模擬信號的采樣控制方式2.采樣控制方式的應(yīng)用無條件采樣：僅適于A／D轉(zhuǎn)換快，且要求CPU與A／D轉(zhuǎn)換器同時工作，使用時不方便。

中斷方式：用于系統(tǒng)要同時采集數(shù)據(jù)和控制的場合。2.6

模擬信號的采樣控制方式DMA方式：用于高速數(shù)據(jù)采集。查詢方式：用于系統(tǒng)只采集幾個模擬信號的場合。2.6

模擬信號的采樣控制方式2.7量化與量化誤差1.量化什么是″量化″？量化—采樣信號的幅值與某個最小數(shù)量單位的一系列倍數(shù)比較，用最接近采樣信號幅值的最小數(shù)量單位倍數(shù)來代替該幅值。

第

2

章模擬信號的數(shù)字化處理2.7

量化與量化誤差最小數(shù)量單位—量化單位，用

q表示。量化單位定義：量化器滿量程電壓FSR

(FullScaleRange)與2n

的比值。即其中

n—量化器的位數(shù)?！纠?.1】當(dāng)FSR=10V，n=8時，q=39.1mV；當(dāng)

FSR=10V，n=12時，q=2.44mV；當(dāng)

FSR=10V，n=16時，q=0.15mV。由此可見：量化器的位數(shù)n↑，量化單位q↓。2.7

量化與量化誤差2.量化方法日常生活中，在計算某個貨物的價值時，對不到一分錢的剩余部分，一概忽略四舍五入處理方法類似地，A／D轉(zhuǎn)換器也有兩種量化方法。2.7

量化與量化誤差只舍不入有舍有入量化方法1.″只舍不入″的量化如圖2.12所示。2.7

量化與量化誤差

將信號幅值軸分成若干層，各層之間的間隔均等于量化單位q。量化方法：信號幅值小于量化單位q倍數(shù)的部分，一律舍去。

2.7

量化與量化誤差t0q2q3qxS(nTS)TS2TS3TS…...txq(nTS)0q2q3q...TS2TS3TS…(a)(b)圖2.12“只舍不入”量化過程量化信號用xq(nTs)來表示：當(dāng)

時，當(dāng)

時，當(dāng)時，．．．．．．2.″有舍有入″的量化如圖2.13示。2.7

量化與量化誤差量化方法：信號幅值小于的部分，舍去，大于或等于的部分，計入。2.7

量化與量化誤差t0q2q3qxS(nTS)TS2TS3TS…...txq(nTS)0q2q3q...TS2TS3TS…(a)(b)圖2.13“有舍有入”量化過程量化信號仍用xq(nTs)表示：當(dāng)時，當(dāng)時，當(dāng)時，．．．．．．2.7

量化與量化誤差【例2.2】設(shè)來自傳感器的模擬信號的電壓是在0～5V范圍內(nèi)變化，如圖2.14(a)中虛線所示?，F(xiàn)用1V，2V，3V，4V，5V（即量化單位1V）五個電平近似取代0～5V范圍內(nèi)變化的采樣信號。2.7

量化與量化誤差x(t)解：采用″有舍有入″的方法對采樣信號進(jìn)行量化。量化時按以下規(guī)律處理采樣信號：2.7

量化與量化誤差tUi圖2.14量化實例00.511.522.533.544.55t1τTSt20.73.5t34.6t44.7t53.6t62.7(a)tUq12345t1t2t3t4t5t6(b)⑴電壓值處于0.5～1.4V范圍內(nèi)的采樣信號，都將電壓值視為1V；⑵電壓值處于1.5V～2.4V范圍內(nèi)的采樣信號，則視為2V；⑶其它依次類推。結(jié)果：把原來幅值連續(xù)變化的采樣信號，變成了幅值為有限序列的量化信號。2.7

量化與量化誤差由以上討論可知:量化信號的精度取決于所選的量化單位q。很顯然：q↓，信號精度↑。量化始終存在著誤差，這是因為量化是用近似值代替信號精確值的緣故。3.量化誤差什么是″量化誤差″？2.7

量化與量化誤差量化誤差—由量化引起的誤差，記為e。即式中

xs(nTs)——采樣信號；xq(nTs)——量化信號。量化誤差的大小與所采用的量化方法有關(guān)。⑴″只舍不入″法引起的量化誤差量化特性曲線與量化誤差如圖2.15所示。2.7

量化與量化誤差由圖可知：

量化誤差只能是正誤差。它可以取0～q

之間的任意值。2.7

量化與量化誤差平均誤差為式中，p(e)為概率密度函數(shù)，其概率分布見圖2.17（a）。2.7

量化與量化誤差由于平均誤差不等于零，故稱為有偏的。最大量化誤差為量化誤差的方差為2.7

量化與量化誤差上式表明：xq(nTs)將包含噪聲即使模擬信號x(t)為無噪聲信號，經(jīng)過量化器量化后，量化信號量化誤差的標(biāo)準(zhǔn)差為2.″有舍有入″法引起的量化誤差量化特性曲線與量化誤差如圖2.16所示。

2.7

量化與量化誤差由圖可知：量化誤差有正有負(fù)它可以取之間的任意值。2.7

量化與量化誤差平均誤差為式中，p(e)為概率密度函數(shù)，其概率分布見圖2.17（b）。2.7

量化與量化誤差由于平均誤差等于零，故稱為無偏的。最大量化誤差為量化誤差的方差為2.7

量化與量化誤差量化誤差的標(biāo)準(zhǔn)差與″只舍不入″的情況相同：

由以上分析可知：

量化誤差是一種原理性誤差，它只能減小而無法完全消除。2.7

量化與量化誤差兩種量化方法的比較：″有舍有入″的方法好，這是因為，″有舍有入″法的最大量化誤差只是″只舍不入″法1／2的。

目前大部分A／D轉(zhuǎn)換器都是采用″有有舍有入″的量化方法。2.7

量化與量化誤差3.量化誤差對數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)動態(tài)平滑性的影響

不考慮采樣過程，只專注于研究模擬信號經(jīng)過量化后的情況。如圖2.18所示，其量化信號將呈階梯形狀。2.7

量化與量化誤差圖2.18模擬信號的量化噪聲

2.7

量化與量化誤差

由于量化誤差e的大小取決于量化單位q

和模擬信號x(t)。當(dāng)量化單位q與x(t)的電平相比足夠小時，量化誤差e可作為噪聲考慮。比較圖2.18中的（a）、（b）兩種情況，可以發(fā)現(xiàn)：⑴對于相同的模擬信號A／D轉(zhuǎn)換器位數(shù)n↓，q↑，噪聲e峰—

峰值↑，噪聲e變化的頻率↓。2.7

量化與量化誤差2.7

量化與量化誤差A(yù)／D轉(zhuǎn)換器位數(shù)n↑，q↓，則產(chǎn)生高頻、小振幅的量化噪聲。⑵對相同的量化單位q信號變化↓，量化噪聲的變化頻率↓；信號變化↑，量化噪聲的變化頻率↑。2.7

量化與量化誤差總結(jié)以上情況，可得出以下結(jié)論：⑴模擬信號經(jīng)過量化后，產(chǎn)生了跳躍狀的量化噪聲；⑵量化噪聲的峰—峰值等于量化單位q；⑶量化噪聲的變化頻率取決于量化單位q

和模擬信號x(t)

的變化情況：

q↑，x(t)變化↓，噪聲的頻率↓。2.7

量化與量化誤差由此可知，量化噪聲的大小受A／D轉(zhuǎn)換器位數(shù)的影響。4.量化誤差（噪聲）與量化器位數(shù)的關(guān)系量化誤差可按一系列在之間的斜率不同的線性段處理，如圖2.19所示。2.7

量化與量化誤差設(shè)α為時間間隔-t1～t2內(nèi)直線段的斜率：

te-q/2q/2-t1t2圖2.19量化誤差的線性化處理α2.7

量化與量化誤差誤差e=αt，則其方差為相應(yīng)的量化信噪比為2.7

量化與量化誤差∵∴或

式中

n——A／D轉(zhuǎn)換器位數(shù)。2.7

量化與量化誤差由式（2-29）可看出：位數(shù)每增加一位，信噪比將增加6dB。也就意味著量化誤差減小。結(jié)論：增加A／D轉(zhuǎn)換器的位數(shù)能減小量化誤差。第

2

章模擬信號的數(shù)字化處理2.8編碼

編碼—將量化信號的電平用數(shù)字代碼來表示。單極性信號，電壓從0V～+xV變化；雙極性信號，電壓從-xV～+xV變化。2.8編碼

單極性二進(jìn)制碼二進(jìn)制碼類型雙極性二進(jìn)制碼1.單極性編碼單極性編碼的方式有以下幾種：⑴二進(jìn)制碼

在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換中，經(jīng)常使用的是二進(jìn)制分?jǐn)?shù)碼。2.8編碼

在這種碼制中，一個（十進(jìn)制）數(shù)的量化電平可表示為式中：第1位（MSB）的權(quán)是

，第2位的，......，第n位（LSB）的權(quán)權(quán)是是2.8編碼

ai或為0或為1，n是位數(shù)。數(shù)D的值就是所有非0位的值與它的權(quán)的積累加的和。【例2.3】設(shè)有一個D／A轉(zhuǎn)換器，輸入二進(jìn)制數(shù)碼為：110101，基準(zhǔn)電壓

UREF=FSR=10V，求UOUT=?解：根據(jù)式（2-30）可得2.8編碼

則注意：由于二進(jìn)制數(shù)碼的位數(shù)n是有限的，即使二進(jìn)制數(shù)碼的各位

ai=1(i=1，2，……，n)。最大輸出電壓Umax也不與FSR相等，而是差一個量化單位q，可用下式確定：2.8編碼

例如：Umax=111111111111=+9.9976VUmin=000000000000=0.0000V對于一個工作電壓是0V～+10V的12位單極性轉(zhuǎn)換器而言：2.8編碼

表2.38位單極性二進(jìn)制碼與滿量程的關(guān)系

標(biāo)度

滿量程電壓(+10V)

二進(jìn)制數(shù)碼

高4位低4位

+FSR-1LSB+3/4FSR+1/2

FSR+1/4FSR+1LSB0

+9.96+7.50+5.00+2.50+0.040.00

1111111111000000100000000100000000000001000000002.8編碼

2.二—十進(jìn)制（BCD）編碼

在BCD編碼中，用一組4位二進(jìn)制碼來表示一位0～9的十進(jìn)制數(shù)字。例如，一個電壓按8421（即23222120)進(jìn)行BCD編碼，則有2.8編碼

表2.43位十進(jìn)制數(shù)字的BCD編碼表

標(biāo)度

電壓(V)

BCD碼

+FSR-1LSB+3/4

FSR+1/2FSR+1/4FSR+1/8FSR+1LSB0

+9.99+7.50+5.00+2.50+1.25+0.01+0.00

1001100110010111010100000101000000000010010100000001001001010000000000010000000000002.8編碼

表2.5十進(jìn)制數(shù)與二進(jìn)制碼、二-十進(jìn)制碼的對應(yīng)關(guān)系

十進(jìn)制數(shù)

二進(jìn)制碼

二-十進(jìn)制碼8-4-2-1

1514131211109876543210

1111111011011100

1011

1010

1001

1000

0111

0110010101000011001000010000

00010101000101000001001100010010000100010001000010011000011101100101010000110010

0001

00002.8編碼

2.雙極性編碼⑴符號—數(shù)值碼特點：最高位為符號位：″0″表示正；″1″表示負(fù)，其它各位是數(shù)值位。

優(yōu)點：信號在零的附近變動1LSB時，數(shù)值碼只有最低位改變，這意味著不會產(chǎn)生嚴(yán)重的瞬態(tài)效應(yīng)。2.8編碼

缺點：①有兩個碼表示零0+為00000-為1000。②轉(zhuǎn)換器電路比其它雙極性碼復(fù)雜，其造價也較昂貴。2.8編碼

2.偏移二進(jìn)制碼

特點：其代碼完全按照二進(jìn)制碼的方式變化，不同之處，只是代碼簡單地用滿量程值加以偏移。以4位二進(jìn)制碼為例，代碼的偏移情況如下：

代碼為″0000″時，表示模擬負(fù)滿量程值，即-FSR。2.8編碼

代碼為1000時，表示模擬零，即模擬零電壓對應(yīng)于2n-1。代碼為″1111″時，表示模擬正滿量程值減1LSB，即以上偏移情況可以用表達(dá)式概括如下：2.8編碼

例：對于一個滿量程電壓是－10V～+10V的12位偏移二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器而言，2.8編碼

Umax=111111111111=+9.9951VUmid=100000000000=0.0000VUmin=000000000000=－10.0000V優(yōu)點：缺點：容易實現(xiàn)，還很容易變換成補碼。在零點附近發(fā)生主碼躍遷。2.8編碼

3.補碼補碼的構(gòu)成方法：

方法1：補碼符號位與偏移二進(jìn)制碼的符號位相反，而數(shù)值部分則相同。

方法2：正數(shù)的補碼就是二進(jìn)制碼；負(fù)數(shù)的補碼是先把相應(yīng)正數(shù)的二進(jìn)制碼所有位取反，然后，在最低位加1。例如補碼的優(yōu)、缺點與偏移二進(jìn)制碼相同。2.8編碼

1)單極性不歸零(NRZ)碼1：正電平0：零電平在表示一個碼元時，電壓均無需回到零，故稱不歸零碼0

1

0

1

1

0

0

1

單極性碼它有如下特點：(1)發(fā)送能量大，有利于提高接收端信噪比(2)在信道上占用頻帶較窄(3)有直流分量，將導(dǎo)致信號的失真與畸變；且由于直流分量的存在，無法使用一些交流耦合的線路和設(shè)備(4)不能直接提取位同步信息(5)接收單極性NRZ碼的判決電平應(yīng)取“1”碼電平的一半2）雙極性不歸零(NRZ)碼1：正電平0：負(fù)電平0

1

0

1

1

0

0

1

雙極性碼其特點除與單極性NRZ碼特點(1)、(2)、(4)相同外，還有以下特點：從統(tǒng)計平均角度來看，“1”和“0”數(shù)目各占一半時無直流分量，但當(dāng)“1”和“0”出現(xiàn)概率不相等時，仍有直流成份(2)接收端判決門限為0，容易設(shè)置并且穩(wěn)定，因此抗干擾能力強(3)可以在電纜等無接地線上傳輸0

1

0

1

1

0

0

1

3)單極性歸零(RZ)碼1：發(fā)送1個寬度小于碼元持續(xù)時間的歸零脈沖0：不發(fā)送脈沖其特征是所用脈沖寬度比碼元寬度窄，即還沒有到一個碼元終止時刻就回到零值，因此，稱其為單極性歸零碼脈沖寬度τ與碼元寬度Tb之比τ/Tb叫占空比單極性RZ碼與單極性NRZ碼比較，除仍具有單極性碼的一般缺點外，主要優(yōu)點是可以直接提取同步信號此優(yōu)點雖不意味著單極性歸零碼能廣泛應(yīng)用到信道上傳輸，但它卻是其它碼型提取同步信號需采用的一個過渡碼型。即它是適合信道傳輸?shù)?，但不能直接提取同步信號的碼型，可先變?yōu)閱螛O性歸零碼，再提取同步信號

4）雙極性歸零(RZ)碼1：正脈沖0：負(fù)脈沖相鄰脈沖間必有零電平區(qū)域存在0

1

0

1

1

0

0

1

在接收端根據(jù)接收波形歸于零電平便知道1比特信息已接收完畢，以便準(zhǔn)備下一比特信息的接收所以，在發(fā)送端不必按一定的周期發(fā)送信息可以認(rèn)為正負(fù)脈沖前沿起了啟動信號的作用，后沿起了終止信號的作用,因此，可以經(jīng)常保持正確的比特同步此外，雙極性歸零碼也具有雙極性不歸零碼的抗干擾能力強及碼中不含直流成分的優(yōu)點雙極性歸零碼得到了比較廣泛的應(yīng)用

5）差分碼對0差分碼：利用相鄰前后碼元電平極性改變表示“0”，不變表示“1”對1差分碼：利用相鄰前后碼元極性改變表示“1”，不變表示“0”0

1

0

1

1

0

0

1

特點：即使接收端收到的碼元極性與發(fā)送端完全相反，也能正確地進(jìn)行判決

6)交替極性(AMI)碼雙極方式碼、平衡對稱碼、信號交替反轉(zhuǎn)碼0：零電平1：交替的正、負(fù)電平0

1

0

1

1

0

0

1

這種碼型實際上把二進(jìn)制脈沖序列變?yōu)槿娖降姆栃蛄?/p>

(故叫偽三元序列)其優(yōu)點如下：

(1)在“1”、“0”碼不等概率情況下，也無直流成分，且零頻附近低頻分量小。因此，對具有變壓器或其他交流耦合的傳輸信道來說，不易受隔直特性影響(2)若接收端收到的碼元極性與發(fā)送端完全相反，也能正確判決(3)只要進(jìn)行全波整流就可以變?yōu)閱螛O性碼。如果交替極性碼是歸零的，變?yōu)閱螛O性歸零碼后就可提取同步信息。北美系列的一、二、三次群接口碼均使用經(jīng)擾碼后的AMI碼

7)三階高密度雙極性(HDB3)碼

AMI碼有一個很大的缺點：連“0”碼過多時提取定時信號困難這是因為在連“0”時AMI輸出均為零電平，連“0”碼這段時間內(nèi)無法提取同步信號，而前面非連“0”碼時提取的位同步信號又不能保持足夠的時間HDB3碼就是一系列高密度雙極性碼(HDB1、HDB2、HDB3等)中最重要的一種編碼原理：先把消息變成AMI碼，然后檢查AMI的連“0”情況，當(dāng)無3個以上連“0”串時，則這時的AMI碼就是HDB3碼當(dāng)出現(xiàn)4個或4個以上連“0”情況，則將每4個連“0”小段的第4個“0”變換成“１”碼這個由“0”碼改變來的“１”碼稱為破壞脈沖(符號)，用符號V表示，而原來的二進(jìn)制碼元序列中所有的“１”碼稱為信碼，用符號B表示。下面(a)、(b)、(c)分別表示一個二進(jìn)制碼元序列、相應(yīng)的AMI碼以及信碼B和破壞脈沖V的位置(a)代碼：01000011000001010(b)AMI碼：0+10

0

00-1

+1

000

0

0-10

+1

0(c)B和V：0B000VBB000V0B0B0(d)B′：

0B+0

0

0V+B-

B+

B`-

00

V-

0B+0

B-0(e)HDB3：0+1000+1–1+1-100-10+10-10

(a)代碼：00000011000001010(b)AMI碼：000

0

00+1

-1

000

0

0+10

-1

0(c)B和V：000V00BB000V0B0B0(d)B′：

B`+0

0V+

0

0B-

B+

B`-

00

V-

0B+0

B-0(e)HDB3：+100+100–1+1-100-10+10-10

當(dāng)信碼序列中加入破壞脈沖以后，信碼B和破壞脈沖V的正負(fù)必須滿足如下兩個條件：

(1)B碼和V碼各自都應(yīng)始終保持極性交替變化的規(guī)律，以便確保編好的碼中沒有直流成分

(2)V碼必須與前一個碼(信碼B)同極性，以便和正常的AMI碼區(qū)分開來。如果這個條件得不到滿足，那么應(yīng)該在四個連“0”碼的第一個“0”碼位置上加一個與V碼同極性的補信碼，用符號B′表示。此時B碼和B′碼合起來保持條件(1)中信碼極性交替變換的規(guī)律是否添加補信碼B′還可根據(jù)如下規(guī)律來決定：當(dāng)(c)中兩個V碼間的信碼B的數(shù)目是偶數(shù)時，應(yīng)該把后面的這個V碼所表示的連“0”段中第一個“0”變?yōu)锽′，其極性與前相鄰B碼極性相反，V碼極性作相應(yīng)變化如果兩V碼間的B碼數(shù)目是奇數(shù)，就不要再加補信碼B′了0

1

0

1

1

0

0

1

(a)代碼：01011001(b)AMI碼：0+10

-1

+100

-1(c)B和V：0B0BB00B(d)B′：

0B+0

B-

B+00

B-(e)HDB3：0+10–1+100–1在接收端譯碼時，由兩個相鄰?fù)瑯O性碼找到V碼，即同極性碼中后面那個碼就是V碼由V碼向前的第3個碼如果不是“0”碼，表明它是補信碼B′把V碼和B′碼去掉后留下的全是信碼把它全波整流后得到的是單極性碼HDB3編碼的步驟可歸納為以下幾點：

(1)從信息碼流中找出四連“0”，使四連“0”的最后一個“0”變?yōu)椤癡”(破壞碼)

(2)使兩個“V”之間保持奇數(shù)個信碼B，如果不滿足，使四連“0”的第一個“0”變?yōu)檠a信碼B′，若滿足，則無需變換

(3)使B連同B′按“+1”、“-1”交替變化，同時V也要按“+1”、“-1”規(guī)律交替變化，且要求V與它前面的相鄰的B或者B′同極性其解碼的步驟為：

(1)找V，從HDB3碼中找出相鄰兩個同極性的碼元，后一個碼元必然是破壞碼V

(2)找B′，V前面第三位碼元如果為非零，則表明該碼是補信碼B′

(3)將V和B′還原為“0”，將其他碼元進(jìn)行全波整流,即將所有“+1”、“-1”均變?yōu)椤?”，這個變換后的碼流就是原信息碼HDB3碼的優(yōu)點是：無直流成分，低頻成分少，即使有長連“0”碼時也能提取位同步信號缺點是：編譯碼電路比較復(fù)雜HDB3碼是CCITT建議歐洲系列一、二、三次群的接口碼型

8）PST碼PST碼是成對選擇的三進(jìn)碼其編碼過程是：先將二進(jìn)制代碼兩兩分組，然后再把每一碼組編碼成兩個三進(jìn)制數(shù)字(+、-、0)。因為兩位三進(jìn)制數(shù)字共有9種狀態(tài)，故可靈活地選擇其中的4種狀態(tài)0+000-+0+++--0---+表4-1列出了其中一種使用最廣的格式：代碼：01001110101100PST碼（以+模式開頭）：0+-++-+0+0+--+PST碼（以-模式開頭）：0--++--0-0+--+

為防止PST碼的直流漂移，當(dāng)在一個碼組中僅發(fā)送單個脈沖時，即二進(jìn)制碼為10或01，兩個模式應(yīng)交替變換；而當(dāng)碼組為00或11時，

+模式和-模式編碼規(guī)律相同。

例如：

代碼：01001110101100PST碼（以+模式開頭）：0+-++--0+0+--+PST碼（以-模式開頭）：0--++-+0-0+--+

PST碼能提供足夠的定時分量，且無直流成分，編碼過程也較簡單但這種碼在識別時需要提供“分組”信息，即需要建立幀同步在某些高速遠(yuǎn)程傳輸系統(tǒng)中，lB／1T碼的傳輸效率偏低為此可以將輸入二進(jìn)制碼分成若干位一組，然后用較少位數(shù)的三元碼來表示，以降低編碼后的碼速率，從而提高頻帶利用率4B／3T碼型是lB／1T碼型的改進(jìn)型，它把4個二進(jìn)制碼變換成3個三元碼顯然，在相同的碼速率下，4B／3T碼的信息容量大于1B／

1T，因而可提高頻帶利用率4B／3T碼適用于較高速率的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，如高次群同軸電纜傳輸系統(tǒng)

9)雙相（BiphaseCode）碼數(shù)字分相碼或曼徹斯特（Manchester）碼它的特點：每個二進(jìn)制代碼分別用兩個具有不同相位的二進(jìn)制代碼來取代0：用01表示1：用10表示0

1

0

1

1

0

0

1

該碼的優(yōu)點是無直流分量，